直流电压不均衡的级联H桥多电平变频器载波移相PWM调制策略的设计

蔡信健　吴振兴　孙　乐　王书秀

（1.强电磁工程与新技术国家重点实验室（华中科技大学） 武汉　430074 2.福建工程学院信息科学与工程学院　福州　350118 3.舰船综合电力技术国防科技重点实验室　武汉　430032 4.西安交通大学电气学院　西安　710049）

直流电压不均衡的级联H桥多电平变频器载波移相PWM调制策略的设计

蔡信健1-3吴振兴3孙乐4王书秀3

（1.强电磁工程与新技术国家重点实验室（华中科技大学） 武汉430074 2.福建工程学院信息科学与工程学院福州350118 3.舰船综合电力技术国防科技重点实验室武汉430032 4.西安交通大学电气学院西安710049）

对于级联H桥多电平变频器，单元独立直流电源的参数差异及故障等多种因素均会导致各单元的直流电压不均衡。单元直流电压不均衡时，传统载波移相（PSC）PWM调制策略无法消除电压的低频边带谐波，导致变频器输出的电能质量明显降低。对单元载波相位、直流电压与变频器输出电压谐波的关系进行了研究，提出了按照单元直流电压调整单元载波相位的策略。该调制策略能够消除变频器输出电压的低频边带谐波，提高电能质量，增强变频器的容错能力。仿真与样机实验结果验证了所提出的调制策略的效果。

级联H桥多电平变频器单元直流电压不均衡载波移相PWM容错能力

0　引言

级联H桥多电平变频器具有输出电压高、功率容量大、输出电能质量好以及可使用低压半导体器件等优点，广泛应用于电机驱动、电网谐波消除、风力发电以及太阳能发电等领域［1-8］。级联H桥多电平变频器常用的调制策略是载波移相（PSC）PWM，该调制策略具有输出电能质量高、适用于电平数较多的变频器、易于控制各单元输出功率以及易于实现模块化分布式控制等优点［8-15］。传统载波移相PWM调制策略无法消除由于各单元直流电压不均衡所导致的低频边带谐波，从而导致变频器输出电能质量显著下降。

实际应用中，H桥单元独立直流电源的电气参数存在的差异会导致单元直流电压不均衡（不相等）；当H桥单元独立直流电源发生故障时，也会导致该单元直流电压低于其他单元［16-22］。对于H桥单元故障，传统的处理方法是将故障单元旁路，但该方法会导致变频器输出电压幅值突降，冲击变频器及其负载。对于部分单元直流电源故障（如单元输入侧的三相整流桥中单个二极管损坏（开路）），单元具备继续输出电能的能力。但直流电源故障会导致该单元直流电压的跌落，从而导致变频器输出较大幅值的低频边带谐波，变频器输出的电能质量显著降低，甚至无法满足要求。因此，研究单元直流电压不均衡状态的载波移相PWM调制策略，可提高变频器的容错能力，使其具备跨越单元直流电源故障的能力。

目前，针对单元直流电压不均衡导致的变频器输出电能质量下降的问题，国内外许多学者已经进行了大量研究工作，提出了多种改进的PWM调制策略［13，17-20］。文献［13］提出了新型指定谐波最小化（SHM）PWM调制策略，该调制策略按照单元直流电压调整半导体器件的开关时刻，抑制了变频器输出电压的低频谐波。文献［17］提出了实时补偿单元直流电压差异的PWM调制策略。文献［18］提出了按照单元直流电压调整PWM调制参数的新型指定谐波消除（SHE）PWM调制策略。文献［19］提出了针对直流电压不均衡的改进空间矢量（SV）PWM调制策略。但针对单元直流电压不均衡的载波移相PWM调制策略的文献尚未见报道。

本文重点研究改进载波移相PWM调制策略，消除电压低频边带谐波，提高变频器输出的电能质量，为变频器跨越单元直流电源故障提供必要条件，从而增强变频器的容错能力。介绍了级联H桥多电平变频器的拓扑，分析了采用传统载波移相PWM调制策略，在单元直流电压不均衡的条件下，低频边带谐波产生的原因；优化了载波移相PWM调制策略，根据单元直流电压的不均衡状态，实时调整各功率单元的载波移相角，消除了变频器输出的低频边带谐波；最后通过仿真与样机实验验证了本文所提出的调制策略的效果。

1　主电路拓扑以及边带谐波产生原因

1.1级联H桥多电平变频器的主电路拓扑

级联H桥多电平变频器总体上由3个单相电路组成，每相电路由多个H桥单元级联而成，每个H桥单元由单相H桥逆变电路及独立直流电源构成，图1为变频器中单相电路的拓扑图。

图1　级联H桥多电平变频器单相电路拓扑Fig.1　Topology of single-phase circuit of the CHBML inverter

在不同的应用场合，功率单元的直流电源也不相同。应用于光伏发电并网领域时，直流电源通常由光伏组件构成；应用于电机调速领域时，直流电源通常由多绕组移相变压器及整流滤波电路等构成；应用于提高电网电能质量领域时（SVG、APF等），变频器主要输出无功功率，可从H桥逆变电路输入有功功率保持直流电压稳定，因此，单元直流电源仅由H桥逆变电路与直流支撑电容构成。

1.2直流电压不均衡时低频边带谐波产生原因

载波移相PWM调制策略是级联H桥变频器常用的调制方式，而传统载波移相PWM调制策略的低频谐波抵消效果只适用于各单元直流电压均衡的工况。因此，本文首先分析变频器输出的低频边带谐波与载波移相角以及直流电压的关系。

基于双重傅里叶分析法［23］，可用变量x与y分别表示载波的相位与调制波的相位，即式中，ωs为三角载波角频率；ωm为调制波角频率；kf为载波比。则等腰三角载波可表示为

式中，m为单元的调制比。采用数字控制器的变频器，通常以固定的时间间隔对调制波进行采样，按照采样频率的不同进行分类，可分为对称规则采样法与非对称规则采样法。对称规则采样法具有易于使用及控制器负担较小等优点，应用十分广泛。采用对称规则采样法的调制波表达式为

从式（8）可知，单元输出的电压可分为基波、基带谐波（频率等于基波频率的整数倍）与边带谐波3部分。由于级联H桥逆变器输出的相电压等于各单元电压的叠加，因此，由式（8）可得变频器输出相电压表达式为

式中，N为每相电路级联的H桥单元的数量。从式（10）可知，当各单元的直流电压相等时，即

即使采用传统载波移相PWM调制策略，只要将相邻单元之间的载波移相角设置为即可消除低于N倍载波频率的边带谐波，即

而当单元直流电压不均衡时，传统的载波移相PWM调制策略则无法消除低频边带谐波（如式（13）所示），电能质量显著下降。

从式（13）可知，当单元直流电压不均衡时，变频器输出电压在1～（N-1）倍载波频率附近都存在边带谐波。其中，1～2倍载波频率附近的低频边带谐波对系统的影响较大。通常高压大功率级联H桥变频器载波频率较低（低于1 000 Hz），则该边带谐波甚至会影响电机的运行性能。以某型号高压大功率电机为例，驱动该电机的变频器输出电压基波频率为50 Hz，有效值为6 000 V；该变频器输出电压中还含有频率在600 Hz（载波频率）和1 200 Hz附近的低频边带谐波，最大低频边带谐波幅值高达基波幅值的7.1%。该电机电流波形明显畸变，如图2所示，电流最大边带谐波幅值高达基波电流幅值的2.9%，导致电机绕组发热、转矩波动。

图2　电机端电压中含有频率在600 Hz与1 200 Hz附近的多个边带谐波的电流波形Fig.2　The output current waveform of the motor when the voltage containing the sideband harmonics centered around 600 Hz and 1 200 Hz is applied

为了进一步分析单元直流电压不均衡程度对低频边带谐波的影响，将式（13）等效变换为式（14）

式（14）可等效变换为多个矢量求和的形式，再结合式（10）即可得各低频边带谐波幅值的表达式为

从式（18）可知，各单元直流电压与直流电压平均值的差值（ΔUdch）越大，即单元直流电压不均衡程度越高，输出电压中的低频边带谐波的幅值就越大。

2　载波移相PWM调制策略的优化

基于上述分析和推导，当各功率单元的直流电压不均衡时，如果按照传统调制策略将相邻单元之间的载波移相角设置为相等，则无法消除低频边带谐波。实际上，从式（10）可发现，调整功率单元之间的载波相位，使其满足式（19），仍可达到消除指定次边带谐波的目标。

为了简化计算，式（19）可等效变换为

通常低频边带谐波对负载的影响较大，而采用滤波器抑制低频边带谐波的代价较大，因此，本文优先考虑消除低频边带谐波。级联H桥多电平变频器通常以其中一个单元的载波相位为基准（通常将其载波相位设置为零），只需调整其余N-1个单元的载波相位，使其满足方程组（21），即可消除1～k倍载波频率附近的边带谐波。

式中，k=（N-2）/2，N为偶数；k=（N-1）/2，N为奇数。

实际应用中，受到传感器准确度及控制器性能的限制，要完全消除某个频率边带谐波的难度极大。因此，一个实际可行的方法是将指定的边带谐波幅值削弱至一个可接受的范围内，结合式（10），可将方程组（21）变换为

实际上，对于非对称规则采样法，由于单元边带谐波中只存在a为偶数、b为奇数的项［24］，因此本方法同样适用，只需将不等式组（22）调整为不等式组（23），即可通过调节N-1个载波的相位，消除1～2k倍载波频率附近的边带谐波。

不等式组（22）和不等式组（23）中的L1～L2k都是常数，分别表示与该边带谐波幅值上限设定值对应的不等式上限值。

本文采用全局搜索能力较强的粒子群算法（PSO）［25］求解不等式组（22）与不等式组（23），以获取各单元的载波相位。由于直接采用该方法在线实时计算单元载波相位的计算量较大，因此本文采用在线查表与离线计算相结合的方式。

实际应用中，级联H桥变频器的单元直流电压不均衡状态较复杂，因此，必须根据不同的应用场合有针对性地简化单元载波相位列表。本文以应用于中高压电机调速的级联H桥变频器为例，该类型变频器的单元直流电压明显偏离额定值的主要原因是单元直流电源故障。通常，前级多绕组移相变压器发生故障时，变频器必须停机；而单元内部的三相整流桥中两个桥臂故障时，单元直流电压降至0 V，单元也难以继续运行。因此，只需重点关注三相整流桥中单个桥臂故障所导致的单元直流电压低于额定值的工况，即:

1）单元采用三相不控整流桥，单个桥臂发生故障（开路）时，单元直流电压平均值约降低10%。

2）单元采用三相可控整流桥，单个桥臂发生故障时，且变频器负载较重，为了保护完好的两相整流桥臂，需将该单元的直流电压降低30%～40%（本文取30%）；而当变频器负载较轻时，可适当提高该单元的直流电压，将其设定为额定值的80%或90%。

因此，重点研究单元直流电压分别为额定值的100%、90%、80%、70%的4种工况即可。

本文中的级联H桥变频器的每相电路由5个单元级联而成，可用R（U1，U2，U3，U4，U5）分别表示单元直流电压的多种不均衡状态，其中U1～U5分别表示5个单元的直流电压与额定值的比值。将5个单元直流电压按大小顺序排列，即U1≥U2≥U3≥U4≥U5，可得R（1，1，1，1，0.9）、R（1，1，1，1，0.8）、…、R（0.8，0.7，0.7，0.7，0.7）共52种直流电压不均衡状态。离线计算各种单元直流电压不均衡状态下的单元载波相位，并将求解的结果（即各单元的载波相位）以列表的形式存入主控制器中。在变频器的运行过程中，控制器根据实测的单元直流电压，从列表中读取相应数据，实时调整各单元载波相位即可。

3　仿真结果及分析

为了验证本文提出的载波移相PWM调制优化策略的效果，用MATLAB/Simulink构建了级联H桥多电平变频器的全系统仿真模型:该变频器的每相电路由5个H桥单元级联而成；变频器输出的基波频率为50 Hz，各单元的调制比均为0.99；单元的载波频率为600 Hz；A相电路中一个单元的直流电压跌落至约700 V，其他单元直流电压均约为1 kV；低频边带谐波的幅值上限均设定为相电压基波幅值的0.1%。各单元直流电压、传统载波移相PWM调制策略与载波移相PWM调制优化策略的单元载波相位如表1所示。

表1　5个单元的直流电压及其载波相位Tab.1　DC voltages and carrier phases of the cells

图3为采用传统的载波移相PWM调制策略的变频器A相电压波形与谐波频谱。图4为采用本文提出的载波移相PWM调制优化策略的相电压波形与谐波频谱。对比电压波形与谐波频谱，当单元直流电压不均衡时，采用传统载波移相PWM调制策略，无法消除600 Hz（单元载波频率）附近的边带谐波；而采用本文提出的载波移相PWM调制优化策略，按照各单元直流电压来调整其载波相位，有效抑制了频率在600 Hz及1 200 Hz附近的边带谐波。

图3　传统PSCPWM的电压波形与谐波频谱Fig.3　Output voltage waveform and harmonics when the original PSCPWM is used

图4　本文提出的PSCPWM的电压波形与谐波频谱Fig.4　Output voltage waveform and harmonics when the PSCPWM proposed in this paper is used

为了进一步验证本文提出的调制策略，还针对多种不同的直流电压不均衡工况进行了仿真。表2中记录了5组直流电压不均衡状态的单元直流电压与采用本文提出的载波移相PWM调制优化策略的单元载波相位，传统载波移相PWM调制策略的相邻单元的载波移相角均设置为72°。表3则记录了与表2对应的5组仿真结果。

表2　多种单元直流电压不均衡状态的单元直流电压及其载波相位Tab.2　DC voltages and carrier phases of the cells under different combinations of non-equal dc voltages

从图3、图4与表3中序号1和2的仿真结果可知:单个单元的直流电压跌落幅值越大，传统载波移相PWM调制策略输出的低频边带谐波幅值也越大。从图3、图4与表3中序号3、4、5的仿真结果可知:单元直流电压跌落幅度相等，直流电压跌落的单元数量等于3时，单相5个单元的直流电压不均衡程度最大，传统载波移相PWM调制策略的低频边带谐波幅值最大，频率1 150 Hz边带谐波高达7.11%。从图3、图4与表3的仿真结果可知:对于多种单元直流电压不均衡的工况，本文所提出的载波移相PWM调制优化策略均能削弱低频边带谐波，使得低频边带谐波含有率最大值都不超过0.1%。

表3　多种单元直流电压不均衡状态分别采用传统PSCPWM与本文的PSCPWM优化策略的低频边带谐波Tab.3　The low frequency sideband harmonics when the original PSCPWM and the novel PSCPWM are used respectively under different combinations of non-equal DC voltages

4　样机实验结果及分析

本文所提出的载波移相PWM调制优化策略，在2.5 MV·A级联H桥多电平变频器样机上进行了实验验证。图5为样机照片，其电路拓扑及主要参数与仿真模型相同，A相电路5个单元的直流电压及其载波移相角如表1所示。

图5　6 000 V 2.5 MV·A级联H桥变频器Fig.5　6 000 V 2.5 MV·A CHBML inverter

样机的控制系统由主控制器、单元控制器与光纤通信系统等组成，主控制器与单元控制器都采用低成本的DSP（TMS320F28335）。主控制器根据控制要求产生电压指令与各单元的载波相位指令；单元控制器根据主控制器发出的指令，调节载波相位，输出PWM信号。各单元分别产生各自的PWM信号，因此各单元的载波必须同步。变频器中5个级联H桥单元的载波同步方法与载波相位的设置方法如图6所示。主控制器以固定的时间间隔与单元控制器通信，每个单元以该单元与主控制器之间的通信中断作为载波的基准。各单元根据主控制器发出的单元载波相位指令设置内部定时器；定时器的中断程序调整单元载波的相位，将载波的起始点定位于该定时器设定的时刻；在该单元与主控器之间的通信中断中起动定时器，实现各单元载波的同步。

图6　变频器的载波同步与相位设置方法Fig.6　PWM synchronization and phase-shift method

变频器采用传统载波移相PWM的实验结果如图7所示，图7a是数字示波器采集的变频器相电压波形，图7b是数字示波器FFT分析获得的电压谐波频谱。采用本文提出的载波移相PWM调制优化策略的相电压波形与谐波频谱如图8所示。

从样机实验结果可知:当级联H桥多电平变频器的单元直流电压不均衡时，采用传统的载波移相PWM调制策略，变频器输出电压的低频边带谐波将大量出现在单元载波频率（600 Hz）与两倍载波频率（1 200 Hz）附近，变频器输出电能质量较差；采用本文提出的调制优化策略，按照各单元的直流电压调整单元的载波相位后，抑制了低频边带谐波。样机实验进一步验证了本文提出的PWM调制优化策略的效果。

图7　传统PSCPWM的电压波形与谐波频谱Fig.7　Output voltage waveform and harmonics when the original PSCPWM is used

图8　本文提出的PSCPWM的电压波形与谐波频谱Fig.8　Output voltage waveform and harmonics when the PSCPWM proposed in this paper is used

5　结论

级联H桥多电平变频器的单元直流电压不均衡时，传统载波移相PWM调制策略无法消除电压低频边带谐波，导致变频器输出电压中包含单元载波频率附近的低频边带谐波，电能质量较差。本文致力于研究及改进载波移相PWM调制策略，提出了通过实时调整载波相位消除输出电压低频谐波的调制策略。该策略既保留了传统载波移相PWM调制策略的优点，又降低了单元直流电源故障等因素引起的单元直流电压不均衡对电能质量的不良影响，提高了变频器的容错能力与适用范围，仿真与样机实验结果均验证了本文提出的调制策略的效果。另外，从不等式组（23）可知，如果采用非对称规则采样法，可进一步削弱1～2k倍载波频率附近的边带谐波，输出更高质量的电能。本文提出的调制策略，不仅可直接应用于级联H桥多电平变频器，且仅需进行略微调整，即可推广应用于其他类型的多电平变频器（如混合级联多电平变频器、模块化多电平变换器），具有广泛的应用前景。

［1］Cortes P，Wilson A，Kouro S，et al.Model predictive control of multilevel cascaded H-bridge inverters［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，57（8）:2691-2698.

［2］李继华，阮新波，王学华.级联型多电平逆变器线电压谐波优化的SVPWM策略［J］.电工技术学报，2014，29（6）:121-128. Li Jihua，Ruan Xinbo，Wang Xuehua.A SVPWM strategy with optimal line-to-line voltage harmonic spectrum for cascaded multilevel inverters［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29（6）:121-128.

［3］王书征，赵剑锋，姚晓君，等.级联型光伏并网逆变器在光照不均匀条件下的功率平衡控制［J］.电工技术学报，2013，28（12）:251-261. Wang Shuzheng，Zhao Jianfeng，Yao Xiaojun，et al. Power balanced controlling of cascaded inverter for gridconnected photovoltaic systems under unequal irradiance conditions［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28（12）:251-261.

［4］常伟，史丽萍，王思捷，等.空间矢量调制技术在6 kV级联静止同步补偿器中的应用［J］.电力系统保护与控制，2012，40（12）:95-99. Chang Wei，Shi Liping，Wang Sijie，et al.Application of space vector modulation in 6 kV cascaded STATCOM［J］.Power System Protection and Control，2012，40（12）:95-99.

［5］Adam G P，Abdelsalam I A，Ahmed K H，et al. Hybrid multilevel converter with cascaded H-bridge cells for HVDC applications:operating principle and scalability［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30（1）:65-77.

［6］孙运全，尹强，盛吉，等.载波带频率变化的PWM（VFCB-PWM）在级联有源电力滤波器中的应用［J］.电力系统保护与控制，2010，38（10）:39-42. Sun Yunquan，Yin Qiang，Sheng Ji，et al.Variablefrequency carrier bands PWM （VFCB-PWM）and its applications in shunt APF［J］.Power System Protection and Control，2010，38（10）:39-42.

［7］林志勇，江道灼，周月宾，等.基于级联H桥换流器的APF-STATCOM的控制与调制［J］.电力系统保护与控制，2014，42（7）:91-96. Lin Zhiyong，Jiang Daozhuo，Zhou Yuebin，et al. Control and modulation for APF-STATCOM based on cascaded H-bridge converter［J］.Power System Protection and Control，2014，42（7）:91-96.

［8］Moosavi M，Farivar G，Iman-Eini H，et al.A voltage balancing strategy with extended operating region for cascaded H-bridge converters［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（9）:5044-5053.

［9］Zhang Y，AdamGP，LimTC，etal.Hybrid multilevel converter:capacitor voltage balancing limits and its extension［J］.IEEE Transactions on Industrial Informatics，2013，9（4）:2063-2073.

［10］Lezana P，Aceiton R，Silva C.Phase-disposition PWM implementation for a hybrid multi-cell converter［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（5）:1936-1942.

［11］Filho F，Maia H Z，T Mateus H A，et al.Adaptive selective harmonic minimization based on ANNs for cascade multilevel inverters with varying DC sources［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（5）:1955-1962.

［12］ 曹建坤，谢少军.移相与SHEPWM结合控制的级联混合非对称三相变流器［J］.电工技术学报，2013，28（12）:290-296. Cao Jiankun，Xie Shaojun.Multi-level hybrid asymmetric three-phase inverter with phase shift plus shepwm control scheme［J］.TransactionsofChinaElectrotechnical Society，2013，28（12）:290-296.

［13］Napoles J，Watson A J，Padilla J J，et al.Selective harmonic mitigation technique for cascaded H-bridge converters with nonequal DC link voltages［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（5）: 1963-1971.

［14］Townsend C D，Summers T J，Betz R E.Impact of practical issues on the harmonic performance of phaseshifted modulation strategies for a cascaded H-bridge StatCom［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2014，61（6）:2655-2664.

［15］Park Y M，Yoo J Y，Lee S B.Practical implementation of PWM synchronization and phase-shift method for cascaded H-bridge multilevel inverters based on a standard serial communication protocol［J］.IEEE Transactions on Industrial applications，2008，44（2）:634-641.

［16］Li X，Dusmez S，Prasanna U R，et al.A new SVPWM modulated input switched multilevel converter for gridconnectedpvenergygenerationsystems［J］.IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics，2014，2（4）:920-929.

［17］NaumanenV，LuukkoJ，SilventoinenP，etal. Compensation of DC link voltage variation of a multilevel series-connectedH-bridgeinverter［J］.IETPower Electronics，2010，3（5）:793-803.

［18］Taghizadeh H，Hagh M T.Harmonic elimination of cascade multilevel inverters with nonequal DC sources using particle swarm optimization［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57（11）:3678-3684.

［19］Roodsari BN，NowickiEP.Fastspacevector modulation algorithm for multilevel inverters and its extension for operation of the cascaded H-bridge inverter with non-constant DC sources［J］.IET Power Electronics，2013，6（7）:1288-1298.

［20］FarokhniaN，VadizadehH，FathiSH，etal. Calculating the formula of line-voltage THD in multilevel inverter with unequal DC sources［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58（8）:3359-3372.

［21］Lezana P，Aguilera T，Rodriguez J.Fault detection on multi-cell converter based on output voltage frequency analysis［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2009，56（6）:2275-2283.

［22］KhomfoiS，TolbertLM.Faultdiagnosisand reconfiguration for multilevel inverter drive using AI-based techniques［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54（6）:2954-2968.

［23］Odavic M，Sumner M，Zanchetta P，et al.A theoretical analysis of the harmonic content of PWM waveforms for multiple-frequency modulators［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25（1）:131-141.

［24］Holmes D G，Mcgrath B P.Opportunities for harmonic cancellation with carrier-based PWM for two-level and multilevel cascaded inverters［J］.IEEE Transactions on Industrial Applications，2001，37（2）:574-582.

［25］Franquelo L G，Napoles J，Guisado R C P，et al.A flexible selective harmonic mitigation technique to meet grid codes in three-level PWM converters［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54（6）: 3022-3029.

Design for Phase-shifted Carrier Pulse Width Modulation of Cascaded H-bridge Multi-level Inverters with Non-equal DC Voltages

Cai Xinjian1-3Wu Zhenxing3Sun Le4Wang Shuxiu2
（1.State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology Huazhong University of Science and TechnologyWuhan430074China 2.College of Information Science and EngineeringFujian University of TechnologyFuzhou350118China 3.National Key Laboratory for Vessel Integrated Power System TechnologyWuhan430032China 4.School of Electrical EngineeringXi’an Jiaotong UniversityXi’an710049China）

In practice，many factors result in non-equal cell DC voltages of the cascaded H-bridge multilevel（CHBML）inverter，such as the differences amongthe DC sources of the H-bridge cells and the faults of the DC sources.The classical phase-shifted carrier（PSC）pulse width modulation（PWM）is unable to eliminate the low-frequency sideband-harmonics when the DC voltages of the cells are not equal.The quality of the output voltage degrades.In this paper，the relationship among the cell carrier-phases，the DC voltages，and the harmonics of the output voltage are analyzed.And then，a novel PSCPWM method，in which the carrier phases are regulated according to the different DC voltages，is proposed.This method improves the quality of the output power by eliminating the low-frequency sideband harmonics，and also enhances the fault-tolerance capability of the inverters.The simulation and experimental results obtained from the prototype of the CHBML inverter verify the suggested regulation strategy.

Cascaded H-bridge multilevel inverter，non-equal DC voltages，phase-shifted carrier PWM，fault-tolerance capability

TM464

国家高技术研究发展（863）计划（2013AA-050404）和国家自然科学基金（51277178）资助项目。

2015-01-06改稿日期 2015-11-10

蔡信健男，1979年生，讲师，博士研究生，研究方向为高压变频器与电机控制。

E-mail:xianmian2001@163.com（通信作者）

吴振兴男，1982年生，副教授，博士，研究方向为光伏发电与高压变频器。

E-mail:40999794@163.com