基于GaN器件LLC谐振变换器的平面变压器优化设计

谭琳琳，王康平，宇文甸，杨　旭

（西安交通大学电气工程学院，西安710049）

基于GaN器件LLC谐振变换器的平面变压器优化设计

谭琳琳，王康平，宇文甸，杨旭

（西安交通大学电气工程学院，西安710049）

现代开关电源的发展呈现高效率和高功率密度的趋势。基于GaN器件LLC谐振变换器，采用同步整流技术，通过平面变压器的设计和结构优化大大减小了变换器的高度和体积，同时也减少损耗，提高了系统的功率密度和效率。搭建了1 MHz/120 W同步整流LLC谐振变换器硬件电路，对设计进行了实验验证。样机的功率密度达到了262 W/in3，最高效率达到了94.9%。

LLC谐振变换器；GaN器件；同步整流；平面变压器

引言

LLC谐振变换器由于其高效率、高功率密度和软开关特性，成为备受关注的DC/DC拓扑［1］。由于GaN器件具有高开关频率、低导通损耗、无反向恢复等优势，基于增强型氮化镓（eGaN）场效应晶体管设计同步整流LLC谐振变换器，大大提高了电源模块的综合性能［2］。目前国内还鲜见基于eGaN器件的高频模块电源设计，本文对采用eGaN器件的高频直流电源模块进行了研究。

功率变压器是高频DC/DC设计的关键和难点。传统变压器体积大、损耗高，尤其在高频情况下，很大程度上限制了开关电源的功率密度和效率。平面变压器因其体积小、功耗低、散热好、模块化等特性在高频功率变换器领域被广泛应用［4］。在1 MHz，120 W，48 V/12 V高功率密度直流电源模块设计中采用了平面变压器结构，使用平面磁芯和PCB绕组，减小了变压器的体积和高频下功率损耗，使变换器整体效率和功率密度有了显著提高。

1　LLC谐振变换器主电路拓扑分析

LLC谐振变换器［5］主电路拓扑见图1。主开关管Q1、Q2构成半桥电路，以占空比50%互补导通，从而在谐振网络左侧产生方波电压。

图1　LLC谐振变换器Fig.1 LLC resonant converter

谐振网络包括谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器励磁电感Lm，共存在2个谐振频率，即

式中：fr为Lm两端电压被V0钳位时，谐振电感电容Lr、Cr的串联谐振频率；fm为励磁电感参与谐振时，谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器励磁电感Lm的串并联谐振频率。当方波电压通过谐振网络时，电流和电压波形将产生相位差，使开关管实现ZVS或者ZCS。当开关频率f＜fm时，谐振网络呈容性，无法实现变换器原边主开关管ZVS；当开关频率fm＜f＜fs时，变换器主开关管Q1、Q2实现ZVS，同时副边整流管电流断续，实现ZCS；当开关频率f＞fs时，变换器主开关管Q1、Q2可以实现ZVS，但是此时副边整流管电流连续，无法实现ZCS。

2　同步管开关过程分析

2.1同步管开关过程

传统整流电路采用二极管整流，由于二极管导通压降较高，在输出电流较大的情况下会引起较大的整流管损耗。若采用同步整流电路［3］，利用功率MOS管的双向导通特性，用2个低导通电阻的GaN场效应晶体管替换传统二极管，由于GaN器件导通电阻很小，且无反向恢复的特性，可有效减小输出端整流管的损耗。

为了保证可靠性，防止2个同步MOS管发生交叉导通［6］，同步管的开通关断时间较电流过零点要留有一定的裕量，故实际情况下副边同步管的驱动信号及同步管QSR1漏源间电压如图2所示。

图2　同步管的驱动信号及QS R 1漏源电压Fig.2 D riving signals of sy nch ronou s rectifier M O S FE T s and d rain-sou rce voltage of QS R 1

时间段t1、t3即为同步管开关裕量时间，此时电流通过MOSFET体二极管续流导通，QSR1漏源电压为负，幅值即为二极管导通电压。由于QSR1和QSR2工作过程相似，本文以QSR1为例对同步管工作过程进行详细分析。

对于GaN器件，其基本原理与硅MOSFET相似，但是反向导通特性有所不同。硅MOSFET在承受反压时，其体二极管导通；而GaN晶体管由于是横向结构的器件，存在一个特点：当其栅源电压Vgs或栅漏电压Vgd高于阈值电压Vth时，GaN晶体管均可导通；而当栅源电压Vgs为0，GaN晶体管中流过一定反向电流时，晶体管就会反向导通［7］。为便于分析说明，此处仍将体二极管单独画出，同步整流器部分拓扑如图3所示。图中，Lrs为变压器副边绕组漏感以及二次侧回路电感之和，此处统称为变压器二次侧漏感值；Cp为功率MOSFET寄生电容；VD1、VD2分别为同步管QSR1、QSR2的体二极管。

t1阶段，流过QSR1电流为正。此时变压器二次侧电压上负下正，开关管关断，电流流过QSR1体二极管VD1。此时损耗为MOSFET体二极管导通损耗，对于GaN场效应晶体管即为器件的反向导通损耗。

t2阶段，电流方向不变，同步管QSR1开通，此时电流由VD1转移至QSR1。由于GaN场效应晶体管无反向恢复特性且导通电阻很小，故功率损耗很小，与二极管整流相比有显著优势。

t3阶段，开关管关断，流过 QSR2电流为0，此时电流通过QSR1体二极管VD1续流，过程同t1阶段。

t5阶段，开关管关断，流过QSR1电流为0，电流通过QSR2的体二极管VD2续流。QSR1漏源电压受到QSR2体二极管导通负压降的影响，为负值。

同步整流管的使用对减少DC/DC变换器输出端整流管的损耗有重要的意义。但对于隔离式DCDC，由于变压器二次侧漏感以及Lrs的存在［8］，当t4阶段开关管QSR1关断，流过QSR1电流降为0时，漏源电压升高，漏感Lrs与同步管的寄生电容Cp发生寄生振荡，QSR1漏源电压波形出现振荡，如图2中Vds_SR1波形所示。随着漏感的增大，器件承受振荡电压幅值增大，对器件耐压提出考验。因此对于隔离式DC-DC，变压器的设计与优化对于系统性能有着重要意义。

2.2仿真结果分析

采用LTspice电路仿真软件对同步管开关电压进行仿真分析。LLC电路仿真模型如图4所示，主开关器件与二次侧同步管模型均来自于E P C公司的LTspice模型，驱动信号通过仿真模型中的电源给定，具体参数如图中所示。变压器为理想变压器，二次侧漏感Lrs单独给定为5、4.5、3.5、2.5 nH。

仿真波形如图5所示，由图可知，Lrs=5、4.5、3.5、2.5 nH时，同步管振荡峰值电压与稳态电压差值分别为6.8、6.1、5.7、5.3 V。随着变压器二次侧漏感值的增大，同步管漏源电压振荡严重，当Lrs=5 nH时，振荡峰值电压即可达到6.8 V，对同步管的选型和安全工作提出了巨大的挑战。

图3　同步整流器拓扑Fig.3 Topology of synchronous rectifier

图4　LTspice仿真电路模型Fig.4 LTspice simulation circuit model

3　平面变压器设计优化

高开关频率是氮化镓器件应用的重要特点。随着频率的升高，集肤效应与邻近效应明显，绕组的交流阻抗增大，同时磁芯损耗［14］增大，为磁性元件的设计制造了难度。

3.1平面变压器参数设计

铁氧体由于其电阻率高、涡流损耗小的特点，现已成为中、高频电磁元件中使用的主要软磁材料。选用MnZn铁氧体作为磁性材料，具体型号选择Ferroxcube公司的3F4材料［12］，适用于工作频率在1~2 MHz范围内的电路。

设计LLC谐振变换器输入电压48 V，输出12V，功率120 W，计算得高频变压器变比［9］为

变压器磁芯的选择可用AP法［10］进行估算，即

式中：Ae为磁芯的截面积；Aw为磁芯的窗口截面积；Pt为变压器总功率，当二次侧有中心抽头时，Pt=Po；ΔB为工作磁通密度的变化量，取ΔB= 0.08 T；kc为窗口利用系数，取kc=0.2；j为绕组的电流密度，通常平面变压器绕组的电流密度要比传统变压器高，取j=10 A/mm2。

通过计算，得到Ap=0.11 cm4。根据厂家提供的磁芯手册，可选用平面磁芯E22/6/16/R-PLT22/16/ 2.5，磁芯截面积Ae=78.3 mm2。

变压器一、二次绕组匝数N1、N2计算公式为

式中：∫udt为输入中点电压在半个工作周期内的积分。计算得出N1=1.92匝。取N1=2匝，由变比n得N2=1匝，满足LLC谐振变换器输入输出电压要求。

图5　同步整流管漏源电压波形Fig.5 Waveforms of drain-source voltage of synchronous rectifier MOSFETs

3.2平面变压器结构优化

由前述仿真分析可知，较大的Lrs将会使同步整流器件承受的振荡电压增大，故变压器结构设计应使二次侧绕组漏感以及二次侧回路电感尽量小。

变压器二次侧绕组外引线与同步管连接，引线的布线方式会直接影响变压器与同步管间回路电感的大小［13，15］。将同步整流器拓扑进一步分解，变压器二次侧上下绕组分开，如图6所示。

变压器二次侧上下绕组同名端、所接同步管漏源级和输出电容正负极已在图中标出。要减小二次侧绕组外引线对漏感的大小的影响，就必须要减小回路L1、L2的大小。设计中采用将同步管QSR和输出电容C0集成在变压器二次侧绕组的结构，最大限度地减小回路L1、L2的大小，从而适当地减小回路电感，同时也可以减小由端口处电流分布集中引起的交流电阻。为便于二次侧同步管集成，变压器的结构如图7所示，中间两层为一次绕组，上下两

图6　分解同步整流器拓扑Fig.6 Decomposed topology of synchronous rectifier

层分别为二次绕组1、2。

图7　PCB平面变压器结构示意Fig.7 Structure schematic of PCB planar transformer

顶层绕组与同步管QSR 1和输出电容C01集成，底层绕组集成同步管QSR 2和输出电容C02，C01和C02两组电容并联后作为变换器输出电容与负载相连。平面变压器二次侧绕组1、2的同名端与器件端口的连接应满足图6给出的方向规定，具体连接方式如图8所示。

图中S 1（实线部分）、S 2（虚线部分）分别表示变压器二次侧顶层绕组1和底层绕组2。绕组1同名端与同步管QSR 1漏极相连，QSR 1源级接电容Co1，电容电压方向为上负下正；绕组2同名端与电容Co2相连，电容电压方向为上正下负，电容负极性端接同步管QSR 2源级。加粗实线表示顶层电容Co1与底层电容Co2的并联，二者并联后作为输出电容与外部负载RL相接。空间上保证电容Co1和Co2的上下对称，以方便二者的并联连接。

平面变压器二次侧绕组与输出侧同步管及输出电容的具体布局方式如图9所示。图9（a）为绕组顶层的布局方式，顶层中的同步管为上管QSR 1，4个输出电容并联放置；图9（b）为4层板绕组底层的布局方式，布局方式相似。顶层与底层通过电容中间的4个过孔并连，最后在顶层将输出端的正负极引出，与外部负载连接。

图8　平面变压器二次侧绕组与器件端口连接方式Fig.8 Connection method between secondary windings of planar transformer and output components

图9　平面变压器二次侧绕组与输出端的布局方式Fig.9 Layout of seconda y windings of planar transformer and output components

4　实验验证

搭建了一个48 V输入、1 2 V输出、功率1 2 0W、固定工作频率1 MHz的LLC实验样机。器件选型及样机谐振参数见表1，PCB选用4层板结构，分别布置4层绕组。图10为实验样机，图11为样机工作时，谐振回路电流ILr波形。实验过程中为了测量谐振回路电流，将谐振电容前一端断开，通过焊盘与电容前引脚间引出短导线进行电流的测量。谐振电流波形近似呈正弦波，LLC谐振变换器正常工作，且工作频率在串联谐振点fr附近。

测量得样机体积约为50×25×6 m m3，功率密度为262 W/in3。样机效率曲线如图12所示，变换器整体工作效率较为理想，峰值效率可达9 4.9%，说明采用同步整流和平面变压器优化设计后，变换器效率可以达到比较高的一个值。

表1　器件选型及样机谐振参数Tab.1 Components selection and Parameters of resonance

图10　实验样机Fig.10 Experimental prototype

同步管的漏源电压波形如图13所示。由于变压器二次侧漏感与同步管寄生电容间寄生振荡的存在，在同步管的开关过程中存在过电压，测量峰值为5 V，变压器二次侧漏感值约为2 nH，漏感得到了比较理想的控制。

图11　样机工作波形Fig.11 Experimental waveform　of prototype

图12　样机效率曲线Fig.12 Efficiency curve of prototype

图13　同步管漏源电压波形Fig.13 Waveforms of drain-source voltage of synchronous rectifier MOSFETs

5　结语

本文基于GaN器件优良特性对LLC谐振变换器进行了优化设计，利用GaN器件低导通电阻和无反向恢复特性进行同步整流，降低了整流器的损耗；同时对平面变压器进行详细设计和结构优化，以达到减小二次侧漏感，进而减小整流管电压峰值、提高系统效率和功率密度的目的。搭建了48 V输入、12 V输出、工作频率1 MHz的LLC硬件电路，实测变换器的效率和功率密度均可得到较高值，验证了理论分析和设计的正确性。

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Optimization Design of Planar Transformer in GaN-based LLC Resonant Converter

TAN Linlin，WANG Kangping，YU Wendian，YANG Xu
（School of Electrical Engineering，Xi’an Jiaotong University，Xi’an 710049，China）

High efficiency and high power density is the development trend in modern switching power supply.In this paper，an enhancement-mode Gallium Nitride（eGaN）is designed based LLC resonant converter with synchronous rectifica-tionts decreased the height，volume and loss of converter through the design and structural optimization of planar transformer，which improved the power density and efficiency of the system.A LLC resonant converter of 1 MHz with synchronous rectification prototype rated at 120 W is built to verify the design.The power density of the design is 262 W/in3and the highest efficiency ofthe prototype achieves 94.9%.

LLC resonant converter；GaN transistor；Synchronous rectification；planar transformer

谭琳琳

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.4.96

TM46

A

2016-05-01

谭琳琳（1990-），女，硕士研究生，研究方向：开关电源，E-mail：sdlytll@stu.xjtu. edu.cn。

王康平（1989-），男，博士研究生，研究方向：电力电子集成技术，E-mail：wang kangping@stu.xjtu.edu.cn。

宇文甸（1993-），女，硕士研究生，研究方向：开关电源，E-mail：yuwendian@ stu.xjtu.edu.cn。

杨旭（1972-），男，通信作者，博士，教授，博士生导师，研究方向：电力电子集成技术、开关电源技术、自动控制技术，E-mail：yangxu@mail.xjtu.edu.cn。