基于碳化硅MOSFET的99.2%高效率功率因数校正器

严　阳，吴新科，盛　况

（浙江大学电气工程学院，杭州310027）

基于碳化硅MOSFET的99.2%高效率功率因数校正器

严阳，吴新科，盛况

（浙江大学电气工程学院，杭州310027）

半桥功率因数校正PFC（power factor correction）拓扑由于其具有较少的电流回路器件数，因而导通损耗小、效率高。但是，该拓扑中开关器件电压应力大，因此如果选用高压的IGBT作为开关器件，则开关损耗很大。新型的碳化硅MOSFET由于兼顾了高耐压与低通态电阻，其具有较小的开关损耗，可以降低开关损耗，尤其是关断损耗。但由于高频工作时其开通损耗仍然较大，严重制约变换器效率的提高。因此，利用碳化硅MOSFET优良的开关特性，采用电感电流三角波模式（TCM）的控制方式，使器件工作在零电压开通状态下，进一步降低开关损耗。针对这种控制方式，详细叙述了各个关键参数的计算，并设计搭建了一台1 100 W的全碳化硅半桥功率因数校正变换器，其达到了较高的效率，峰值效率达到了99.2%。

高效率；碳化硅器件；电流三角波模式（TCM）；零电压开通

引言

传统桥式Boost型功率因数校正 PFC（power factor correction）拓扑是由前端二极管整流桥和后级Boost结构构成，其电流流经回路上存在3个半导体器件，其中有2个是在前端整流桥上，这导致了整流桥上存在较大的导通损耗，限制了PFC整流器效率的提高。为了提高PFC整流器的效率，减少桥堆损耗是较为直接有效的方法。无桥功率因数校正拓扑是一类省略了传统输入整流桥的功率因数校正拓扑，这类拓扑通过减少电流回路上的器件数来降低导通损耗，以提升变换器的效率。文献［1-4］提出了一系列的无桥拓扑结构，其中半桥功率因数校正电路结构简单，功率器件数最少，且电流流经回路上的器件数最少，所以该拓扑具有获得较高效率的能力。

近年来，随着宽禁带器件的不断发展，碳化硅基MOSFET在电机驱动、光伏逆变器等场合得到了广泛研究［5］，也已经出现一些宽禁带器件光伏逆变器的实证系统［6］。碳化硅基MOSFET也给功率因数校正器效率的进一步提高带来了希望。相比起传统硅基器件，碳化硅基器件具有较小的导通电阻以及很快的开关速度，导通损耗以及开关损耗均很小，能达到较高的效率。文献［7～8］均比较了碳化硅基MOSFET与硅基MOSFET在单相功率因数校正场合下的相关特性，可以发现相比于传统硅基MOSFET，其效率有所提高，但效果并不明显。这是由于目前已商业化的碳化硅基 MOSFET多为1 200 V电压等级的器件，而传统单相功率因数校正输出电压为400 V，采用600 V电压等级的硅基MOSFET，如CoolMOS，已能达到很好的效果，此时碳化硅基MOSFET的优势并不明显。半桥功率因数校正拓扑由于其倍压特性，相比传统硅基器件，采用碳化硅基MOSFET能充分体现其优势。碳化硅基MOSFET应用于半桥拓扑的研究能有效推动其在1 200 V电压等级场合下的应用，如三相功率因数校正拓扑。

图1　半桥型PFC拓扑Fig.1 Half bridge PFC topology

1　半桥PFC拓扑控制策略

1.1传统控制策略

但是由于这种为倍压整流式拓扑结构，导致功率器件所承受的电压是传统Boost PFC的2倍。对于220 V交流电，其输出电压为800 V，考虑到电压过冲，应选择1 200 V电压等级的功率器件。击穿电压为1 200 V的传统硅基MOSFET的通态电阻值较大，导致导通损耗很大。而相同击穿电压等级的硅基IGBT虽然能保持较小的通态电阻，但是由于其拖尾电流的存在，高频下将导致较大的开关损耗，这成为半桥拓扑效率提升的瓶颈。半桥功率因数校正拓扑如图1所示。开关管S1与S2工作在互补开关状态，以工频正半周为例说明其开关模态过程，当S1管关断而S2管开通时，如图1（b），电感承受电压为输入电压值与电容C2上电压值之和，电感电流不断上升；而当S1管开通而S2管关断时，如图1（c），电感承受电压为输入电压值与电容C1上电压值之差，由于输入电压值要小于C1上的电压值，所以电感电流在反压的作用下不断下降。从其开关周期模态图可以看出，一个开关周期中电流流经回路上只有一个开关器件，极大地降低导通损耗，提高效率。

对于半桥PFC拓扑，已有一些学者展开了研究工作。文献［4］提出了一种电流滞环控制方式（hysteresis current control），其电感电流和损耗对比如图2所示。这种控制方式通过控制电感电流在以参考电流iref为中心的一条滞环带内动作，以达到控制电感电流的平均值正弦化的目的，实现输入电流相位跟随输入电压的目的。由图2（a）的电感电流波形看出，该电路工作在电流连续模式CCM（continues current mode），因此功率器件的开通和关断都属于硬开关，这必然会导致较大的开关损耗，降低变换器的效率［11］。

图2　电流滞环模式波形Fig.2 Hysteresis current control mode waveforms

同等电压等级的Si基IGBT与SiC基MOSFET的参数如表1所示。同样采用电流滞环控制方式，通过计算可以得出其各部分的损耗，如图2（b）中所示。这里损耗主要包括4个部分，其中电感损耗包含磁芯损耗与铜耗，相关计算方法见文献［16］。

表1　参数对比Tab.1 Devices parameters

功率器件的导通损耗通过拟合器件Datasheet上的输出特性曲线，得到不同电流下的导通压降，对一个开关周期中器件电流与导通压降乘积积分得到一个开关周期下的导通损耗，即

式中：i（θ）为器件电流；T为开关周期时间；vce（i）为由拟合的输出特性曲线所导出的导通压降与电流关系式。对式（1）进行半波积分，平均可以得到工频周期内的导通损耗，即

功率器件的开关损耗也可以通过拟合器件Datasheet上开关能量相关曲线，得到开通能量随电流变化关系Eon（i）及关断能量随电流变化关系Eoff（i），同样进行半波积分平均得到开关损耗，即

式中：iref（θ）为图2（a）中的参考电流值；Δi为滞环带宽度。可以看出当采用SiC MOSFET后，器件开关损耗将下降70%左右，整体效率将提高2%，达到98.4%左右。但是尽管采用了SiC基MOSFET，其开关损耗所占比重仍然较大，为了进一步提高效率，就必须进一步减少开关损耗。文献［9］针对碳化硅MOSFET的开关损耗进行了分析，并基于碳化硅MOSFET制作了一台1 100 W的Boost变换器，使其分别工作在电感电流连续模式CCM（continues current mode）与电感电流零界连续模式 CRM（critical current mode），通过温度测量的方式测出其开通和关断损耗，如图3所示。从其损耗数据中可以看到，碳化硅MOSFET的开通损耗远远大于关断损耗。文献［14］也提出了碳化硅器件工作在软开通状态下的关断损耗要远远小于其工作在硬开关状态下的关断损耗的结论。对于半桥功率因数校正电路，如果能消除器件的开通损耗，则能够大幅度提高效率。

图3　CCM与CRM模式1 100 W Boost变换器开关损耗Fig.3 Switching loss of 1 100 W boost converter in CCM and CRM

1.2电感电流三角波的零电压开通控制策略

本文所采用恒定导通时间的电流三角波模式（triangular current mode）控制方式［11］，可以实现功率器件的软开通、消除开通损耗以提高变换器的效率，软开通过程软开关模态如图4所示。图4（a）中该控制方式通过控制电感电流平均值跟随输入电压以达到功率因数校正的目的；同时通过控制开关时间使电感电流反向过零，保证所有开关在关断时沟道电流从漏极流向源极，使桥臂中两个开关管的结电容都能够同时获得自然充放电。通过桥臂的互补控制，使所有开关器件实现零电压的软开通，消除开通损耗，提高效率［10］。

以工频正半周的开关周期为例，当电感反向过0时，控制上管S1持续导通，电感电流反向增大，控制S1导通一定时间后关断S1管，电路进入M1模态，如图4（c）所示。此时电感电流开始与S1与S2的结电容谐振，S2管所承受的电压开始下降。当S2管压下降到0时，S2的体二极管开始导通，此时电路进入M2模态，S2管的所承受的电压由于其体二极管的导通而被箝位在0 V。若在这个模态内开通S2管，则S2管的开通过程为零电压开通，没有开通损耗。

图4　软开关模态Fig.4 Soft switching mode

2　关键参数设计

2.1反向电感电流值设计

从图4的软开关过程可知，反向电感电流值的大小决定了其给上下管结电容充放电速度的快慢，从而影响M1模态持续时间的长短。而M1模态时间为上下管互补导通的最小死区时间，为了在希望的死区时间内完成M1模态过程，则必须根据结电容的大小来设计电感中反向电流的最小值。因M1模态较短且电感值较大，可以将电感电流视为一个电流源，将输出电容视为一个电压源，则M1模态电路可简化，反向电流的设计如图5（a）所示。

图5　反向电流的设计Fig.5 Design of the reverse current

计算可得到模态M1时间为

式中：Vo为输出电压；Coss为MOSFET的输出电容；ireverse为反向电流。根据所需死区时间可由式（4）得到反向电流值，如图5（b）所示。

2.2主电感值计算

以工频正半周为例，当上管S1关断而下管S2管导通时，电感电流峰值为

式中：iL_pk（θ）为电感电流峰值；Vin_rms为输入电压的有效值；L为电感；ton为S2管的导通时间。则电感电流的平均值为

对电感电流平均值进行半波积分，得到电感电流有效值为

因输入电流有效值可通过输入功率与输入电压有效值求得，则有

根据式（8）可以得到导通时间与电感值的表达式，即

式中，A（Pin，Vin_rms）为与输入功率和输入电压值有关的系数。根据关断时间toff与开通时间ton的关系，关断时间为

通过式（9）与式（10）可以求出频率与电感值的关系式为

当输入功率与输入电压确定后，根据式（11）可以得出不同电感下的频率变化曲线。输入功率为1 100 W，输入电压有效值为220 V时，其频率变化曲线如图6所示。为了避免开关频率对人类的影响，一般选择最低频率高于20 kHz，从图6中可以得出，选择电感值为250 μH左右。

从图4（a）可以看出，电感电流为高频三角波。为了使输入电流呈平滑的正弦波，需要设置滤波环节滤除电感电流高频成分，这里可以采用LC低通滤波器，考虑到最低开关频率为20 kHz，设置其转折频率为最低开关频率的1/10，则滤波电感与滤波

图6　不同电感的频率变化曲线Fig.6 Frequency curves of different inductor values

电容配置的参考公式为

3　实验结果

本文采用上述控制策略以及相关参数的设计办法搭建了一台交流输入电压220 V、直流输出电压800 V、输出功率1 100 W左右的全碳化硅半桥功率因数校正变换器，相关参数如表2所示。

表2　样机参数Tab.2 Prototype parameters

图7　系统框图以及样机Fig.7 Block diagram of system and prototype

系统控制框图及样机如图7所示。图7（a）中，采样输入电压、输出电压以及电感电流后，通过数字控制器对采样值进行处理，得到开关控制时序去驱动开关管动作。采用图7（b）所示原理实现驱动，利用高频DC/DC隔离模块为光耦以及驱动芯片供电，同时通过稳压管产生MOSFET管关断所需负压。图7（c）的样机包括DSP控制板、主功率板2个部分，考虑到电感大小，采用3个83 μH左右的PQ3550磁芯，即可在磁芯体积相当的情况下降低变换器高度。

工频周期的实验波形如图8所示。图8（a）为输出功率为1 100 W时输入电流iin与输入电压Vin以及输出电压波形，从图中可以看出，输入电流呈现正弦化，并且相位能较好地跟随输入电压的相位，达到了功率因数校正的目的；图8（b）为电感电流iL与输入电压Vin波形，由图可见，电感电流波形与图4（a）的控制波形相似，达到了控制效果；图8 （c）为工频正半周输入电压峰值附近的开关周期波形，从下管 S2驱动电压 Vgslow波形与其漏源电压Vdslow波形可以看出，S2是在其漏源电压下降到0后才开通的，达到了零电压开通的效果；同样，图8 （d）为工频正半周输入电压过零点附近的开关周期波形，图中的S2管也能达到零电压开通的效果。

实验测试相关曲线如图9所示。变换器效率曲线如图9（a）所示，由图可以看出所搭建的变换器样机的效率最高能达到99.2%以上，而满载的效率也能达到99%以上；测试不同输出功率下变换器的功率因数（PF）以及谐波含量值（THD），可以得到图9 （b）的相关曲线，由图可以看到所搭建的变换器样机满载功率因数达到了0.995以上，同时满载谐波含量只有4%左右，达到了良好的功率因数校正的目的；通过测试样机满载时在不同输入电压下的效率与功率因数可以得到图9（c）、（d），从图9（c）可以看出，当输入电压高于220 V时，整体效率能达到90%以上，而当输入电压降低时，由于输入电流的增大，导通损耗将增大，导致整体效率下降。同时，由图9（d）可见，满载时样机的功率因数校正都能达到较好的效果。

通过对变换器输出功率为1 100 W时各部分的损耗进行计算分析，得到其损耗如图10所示。从图中可以发现，变换器的主要损耗为电感的铜耗以及MOSFET的导通损耗，这些损耗可以通过对电感的优化以及选用导通电阻更低的SiC MOSFET来降低，所以该变换器的效率能进一步提高。

图8　工频周期实验波形Fig.8 Experimental waveforms in Power frequency Period

4　结语

本文分析了碳化硅MOSFET应用于半桥功率因数校正的优势，并应用电流三角波模式的ZVS控制方式，使功率开关管工作在零电压开通条件下，进一步减少了开关损耗，提高了变换器的效率。基于所提出的设计方法，搭建了一台输出功率为1 100 W的样机，实验测试得到变换器的峰值效率达到99.2%以上，满载效率达到99%以上，而且也能获得很高的功率因数和较低的谐波含量。

图9　实验测试相关曲线Fig.9 Experimental testing related curves

图10　输出功率1 100 W时各部分损耗Fig.10 Loss breakdown when output power is 1 100 W

［1］Enjeti P N，Martinez R.A high performance single phase AC to DC rectifier with input power factor correction［C］. Applied Power Electronics Conference and Exposition Conference（APEC），1993：190-195.

［2］Tollik D，Pietkiewicz A.Comparative analysis of 1-phase active power factor correction topologies［C］.Telecommunications Energy Conference（INTELEC），14th International IEEE，1992：517-523.

［3］Kwon B H.A power-factor controller for single-phase PWM rectifiers［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，1999，46（5）1035-1037.

［4］Boys J T，Green A W.Current-forced single-phase reversible rectifier［J］.IEE Proceedings B，1989，136（5）：205-211.

［5］胡光铖，陈敏，陈烨楠，等.基于SiC MOSFET户用光伏逆变器的效率分析［J］.电源学报，2014，12（6）：53-58. Hu Guangcheng，Chen Min，Chen Yenan，et al.Efficiency analysis of household PV inverter based on SiC MOSFET ［J］.Journal of Power Supply，2014，12（6）：53-58（in Chinese）.

［6］徐德鸿，陈文杰，何国锋，等.新能源对电力电子提出的新课题［J］.电源学报，2014，12（6）：4-9. Xu Dehong，Chen Wenjie，He Guofeng，et al.New power electronics topics brought by the development of renewable energy［J］.Journal of Power Supply，2014，12（6）：4-9（in Chinese）.

［7］Kitabatake M，Kazama S，Kudou C，et al.4H-SiC-DIMOSFET power device for home appliances［C］.The 2010 International Power Electronics Conference，ECCE ASIA，2010：3249-3253.

［8］Han T J，Preston J，Jang S J，et al.A high density 3.3 kW isolated on-vehicle battery charger using SiC SBDs and SiC DMOSFETs［C］.Transportation Electrification Conference and Expo（ITEC），2014 IEEE.IEEE，2014：1-5.

［9］Srinivasan R，Oruganti R.A unity power factor converter using half-bridge boost topology［J］.IEEE Transactions on，Power Electronics，1998，13（3）：487-500.

［10］Huang B，Ma X，Torrico G，et al.High efficiency telecom rectifier designed for wireless communication networks［C］. 33rd International IEEE Telecommunications Energy Conference（INTELEC），2011：1-6.

［11］Zhong X，Wu XK，Zhou W，et al.An all-SiC high-fre-quency boost DC-DC converter operating at 320 degrees C junction temperature［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（10）：29.

［12］Biela J，Hassler D，Miniböck J，et al.Optimal design of a 5 kW/dm3/98.3%efficient TCM resonant transition single-phase PFC rectifier［C］.Power Electronics Conference （IPEC），International，2010：1709-1716.

［13］Wang G，Wang F，Magai G，et al.Performance comparison of 1 200 V 100 A Sic MOSFET and 1 200 V 100 A silicon IGBT［C］.Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE），2013 IEEE，2013：3230-3234.

［14］Kadavelugu A，Baliga V，Bhattacharya S，et al.Zero voltage switching performance of 1 200 V SiC mosfet，1 200 V silicon IGBT and 900 V coolMOS MOSFET［C］. Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE），2011 IEEE，2011：1819-1826.

［15］Murthy-Bellur D，Ayana E，Kunin S，et al.High-frequency split-phase air-cooled SiC inverter for vehicular power generators［C］.Transportation Electrification Conference and Expo（ITEC），2015 IEEE，2015：1-5.

［16］Venkatachalam K，Sullivan C R，Abdallah T，et al.Accurate prediction of ferrite core loss with nonsinusoidal waveforms using only steinmetz parameters［C］.Computers in Power Electronics，Proceedings，IEEE Workshop on. IEEE，2002：36-41.

99.2%Efficiency ZVS Single-phase PFC Rectifier with SiC MOSFET

YAN Yang，WU Xinke，SHENG Kuang
（College of Electrical Engineering，Zhejiang University，Hangzhou 310027，China）

Half bridge power factor correction topology is one of the bridgeless power factor correction topologies，it can achieve high efficiency due to its simple structure and less devices in of current loop.However，the voltage stress of devices in this kind of topology is relatively high.If the silicon IGBT is used in this topology，it will be hard to improve the efficiency because of its high switching loss.The silicon carbide MOSFET can keep the lower on-state resistance at high voltage，and also has lower switching loss.In this paper，the silicon carbide MOSFET is used，to work at a triangular current mode（TCM）which achieves zero voltage switching mode to further reduce the switching loss.In this way，the calculation of all the key parameters is described in detail in this paper，and a 1 100 W prototype is built，which achieves high efficiency，and the peak efficiency reaches 99.2%.

high efficiency；silicon carbide devices；triangular current mode（TCM）；zero voltage switching

严阳

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.4.73

TM461.5

A

2015-12-10 基金项目：浙江省自然科学基金资助项目（LY14E070005）；国家自然科学基金资助项目（51522704，51477154） Project Supported by Zhejiang Provincial Natural Science Foundation of China（LY14E070005）；National Natural Science Foundation of China（51522704，51477154）

严阳（1990-），男，硕士研究生，研究方向：ACDC电力电子变换器，E-mail：21310027@zju.edu.cn。

吴新科（1978-），男，通信作者，教授，博士生导师，研究方向：高频高密度软开关变流技术，E-mail：wuxinke@zju.edu. cn。

盛况（1974-），男，教授，博士生导师，研究方向：新型电力电子器件及应用，E-mail：shengk@zju.edu.cn。