宽电压范围双移相控制多倍压高增益软开关隔离升降压变换器

陆杨军　邢　岩　吴红飞　张君君（江苏省新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学） 南京　210016）



宽电压范围双移相控制多倍压高增益软开关隔离升降压变换器

陆杨军邢岩吴红飞张君君
（江苏省新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学） 南京210016）

提出一种适用于宽电压范围、低电压输入应用场合的多倍压高增益软开关隔离升降压变换器及其控制方法。通过将倍压型双有源桥变换器与倍压整流电路相结合，实现了高增益隔离升降压变换。通过采用双移相控制策略，使得一次、二次侧开关管能够在宽电压和宽负载范围内实现软开关，且二极管都可以实现零电流关断、无反向恢复损耗。变压器漏感可以作为能量传输电感的一部分，不存在漏感引起的电压尖峰问题，且一次侧开关器件的电压应力钳位在输入电压，二次侧开关器件的电压应力仅为输出电压的一半，器件电压应力低。详细分析了变换器的工作原理、控制策略和特性，实验验证了所提出拓扑及其控制方法的正确性和有效性。

高增益双移相控制策略软开关宽电压范围多倍压电路

0　引言

随着环境污染和能源危机问题日益严重，太阳能、燃料电池、风能等清洁、可再生的新能源发电技术成为解决这些问题的研究热点。对于单相220 V交流电网，全桥式并网逆变器的直流母线电压一般为380 V，而光伏的输出电压一般小于50 V，且由于受到环境因素的影响，电压会在较宽范围内波动，因此需要适合宽电压范围的高增益直流变换器提升电压等级来满足后级并网逆变器的需求［1-3］。

传统Boost变换器实现高增益输出时，主控开关管占空比趋近1，极短的关断时间将导致电感电流峰值和有效值增大，导通损耗和开关损耗增加，变换器效率低，同时变换器抗输入电压扰动能力及动态性能差［4-7］。因此传统Boost变换器不适用于宽电压范围的高增益应用场合。耦合电感型直流变换器通过设定耦合电感的匝比，可以实现高输出电压增益［8-10］。但耦合电感存在漏感，若处理不慎，在开关管上会引起很大的电压尖峰，增大器件的电压应力，漏感能量需要额外的吸收电路，导致电路结构复杂。开关电容变换器利用倍压电路可以获得很高的输出电压增益［11-14］，其缺点是开关器件将承受很大的脉动电流，使导通损耗增大。同时电路升压能力受限于电路结构，在实现更高电压增益时，开关电容数目增多，电路结构复杂。隔离型变换器中，双有源桥（Double Active Bridge，DAB）变换器［15-18］通过采用优化设计的双移相控制策略，可以在较宽电压范围内实现软开关工作，变换器利用变压器匝比获得高增益输出，变压器漏感用于能量传输，不存在漏感引起的电压尖峰问题。但仅依靠变压器匝比实现高增益，一次、二次侧匝数相差悬殊，变压器不易设计且漏感大，不利于实现高效率。

结合双有源桥变换器和倍压整流电路的优点，本文提出一种新型的高增益软开关隔离变换器，利用多倍压整流电路实现高增益，同时减小变压器匝比、二次侧开关器件的电压应力。变换器采用双移相控制策略，实现对变换器传输功率的控制。升压模式时，通过一次侧和二次侧开关电路之间的移相控制实现输出电压和功率的调节；降压模式时，在一次、二次侧开关电路之间移相控制的基础上，进一步在一次侧两个开关桥臂之间引入优化设计的一次侧移相角，从而使得变换器在宽电压和宽负载范围实现软开关。

1　拓扑与分析

1.1变换器拓扑

本文提出的高增益变换器拓扑如图1所示，变换器一次侧为全桥电路；输入输出通过变压器T隔离，变压器匝比为NP∶NS=1∶n；变压器漏感作为能量传输电感LE的一部分，不存在漏感引起的电压尖峰问题；二次侧为多倍压整流电路，其中Ca1、Ca2和S5、S6构成一级倍压电路，与一次侧电路构成倍压型DAB变换器；VD1、VD2和Co1、Co2构成输出倍压电路。变换器结合了倍压型双有源桥变换器与倍压整流电路的优点，具备高升压能力；采用双移相控制策略，可以在宽电压和宽负载范围内实现软开关。

图1　本文高增益变换器拓扑Fig.1　Topology of proposed high step-up converter

定义变换器的等效输出电压增益GE为

式中，Uin、Uo分别是输入、输出电压。当GE＞1时变换器工作在升压模式；当GE＜1时变换器工作在降压模式；当GE=1时变换器工作在平衡模式。

1.2升压模式工作模态分析

为简化分析，假设所有开关器件为理想器件，忽略开关管的寄生电容，则升压模式时变换器在半周期内共有5个主要的开关模态，其升压模式主要工作波形及升压模式各开关各模态等效电路分别如图2和图3所示。此时变换器采用一次、二次侧移相控制策略，所有开关管工作占空比为0.5，S1、S4与S2、S3互补工作，S5开通时刻滞后S1。定义一次侧桥臂中点电压uP基波超前二次侧桥臂中点电压uS基波的电角度φ为移相角，移相比D为

（1）开关模态1［t0，t1］:如图3a所示，t0时刻之前，开关管S2、S3和S6导通，电感LE电流为负。变压器一次电流流过开关管S2、S3的沟道至输入构成回路。电感LE电流经辅助电容Ca1和二极管VD1至输出构成回路1，经辅助电容Ca2和开关管S6构成回路2，输入经能量传输电感共同向负载传递能量。t0时刻，S2、S3关断，电感电流反射到变压器一次侧的电流流过S1、S4的体二极管，S1、S4可以实现零电压软开关（Zero Voltage Switch，ZVS）开通。电感LE能量部分向负载传递、部分回馈至输入源，该模态下电感电流方程为

图2　升压模式主要工作波形Fig.2　Key waveforms in boost mode

图3　升压模式各开关各模态等效电路Fig.3　Equivalent circuit of each stage in boost mode

（2）开关模态2［t1，t2］:如图3b所示，t1时刻，S1、S4实现ZVS开通。变压器一次侧电流流过S1、S4的沟道至输入构成回路，电感电流方程与前一开关模态一致。

（3）开关模态3［t2，t3］:如图3c所示，t2时刻，电感LE电流值变为0，二极管VD1自然关断。电感LE经辅助电容Ca2和开关管S6构成回路，输入经变压器给能量传输电感充电，电感电流方程与前一开关模态一致。

（4）开关模态4［t3，t4］:如图3d所示，t3时刻，开关管S6关断，由于电感电流不能突变，电感LE电流流过S5的体二极管，S5可以实现ZVS开通。电感LE电流经辅助电容Ca2和二极管VD2至输出构成回路1，经辅助电容Ca1和开关管S5的体二极管构成回路2。输入经电感LE共同向负载传递能量，该模态下电感电流方程为

（5）开关模态5［t4，t5］:如图3e所示，t4时刻，S5实现ZVS开通。电感 LE经辅助电容 Ca2和二极管VD2至输出构成回路1，经辅助电容Ca1和开关管S5的沟道构成回路2，电感电流方程与前一开关模态一致。t5时刻S1、S4关断，开关模态5结束，之后半周期的开关模态与开关模态1～5类似，不再赘述。

1.3降压模式工作模态分析

假设所有开关器件为理想器件，降压模式时变换器在半周期内共有7个主要的开关模态，其主要工作波形及各开关模态等效电路分别如图4和图5所示。此时变换器在一次侧、二次侧开关电路之间移相控制基础上，在一次侧全桥电路的两桥臂之间引入一次侧移相角α进行优化控制（S4开通时刻滞后S1电角度α）。定义一次侧移相比Dα为

图4　降压模式主要工作波形Fig.4　Key waveforms in buck mode

图5　降压模式各开关各模态等效电路Fig.5　Equivalent circuit of each stage in buck mode

（1）开关模态1［t0，t1］:如图5a所示，t0时刻之前，开关管S2、S3和S6导通，电感LE电流为负。变压器一次电流流过开关管S2、S3的沟道至输入构成回路。电感LE电流经辅助电容Ca1和二极管VD1至输出构成回路1，经辅助电容Ca2和开关管S6构成回路2，输入经能量传输电感共同向负载传递能量。t0时刻，S2关断，由于电感电流不能突变，反射到变压器一次电流流过S1的体二极管，S1可以实现ZVS开通。电感LE向负载传递能量，该模态下电感电流方程为

（2）开关模态2［t1，t2］:如图5b所示，t1时刻，S1实现ZVS开通，电感电流方程与前一开关模态一致。

（3）开关模态3［t2，t3］:如图5c所示，t2时刻，S3关断，电感电流反射到变压器一次电流流过S4的体二极管，S4可以实现ZVS开通。电感LE能量部分向负载传递、部分回馈至输入源，该模态下电感电流方程为

（4）开关模态4［t3，t4］:如图5d所示，t3时刻，S4实现ZVS开通，电感电流方程与模态3一致。

（5）开关模态5［t4，t5］:如图5e所示，与升压模式开关模态3一致。

（6）开关模态6［t5，t6］:如图5f所示，与升压模式开关模态4一致。

（7）开关模态7［t6，t7］:如图5g所示，与升压模式开关模态5一致。t7时刻S1关断，开关模态7结束，之后半周期的开关模态与开关模态1～7类似，不再赘述。

2　变换器特性分析

2.1软开关特性

升压模式时，根据变换器工作原理分析可知，一次、二次侧开关管实现软开关的条件分别为

将电感电流方程和伏秒平衡关系代入式（8）和式（9），可以推导得到:升压模式时，二次侧开关器件可以在全负载范围实现软开关，一次侧开关管实现软开关需满足条件

降压模式时，根据变换器的工作原理分析可知，当移相比D＞0.5Dα时，各开关管实现软开关的条件为

将各开关模态的电感电流方程与电感伏秒平衡关系代入式（11），可得

当一次侧移相比与等效输出增益满足Dα=1-GE的关系时，所有开关器件在D＞0.5Dα时都能实现软开关。同理可以推导出，当Dα=1-GE时，所有开关器件在0＜D＜0.5Dα时也能实现软开关。因此降压模式时，通过优化设计一次侧移相比Dα=1-GE，使得变换器所有开关器件可以在全负载范围内实现软开关。

2.2功率传输能力

忽略变换器的损耗，根据变换器工作原理分析与电感LE的伏秒平衡关系，可以推导得到升压模式时，变换器的输出功率表达式为

式中，f为变换器工作频率。同理可以推导得到降压模式时变换器的输出功率表达式，当移相比满足D＞0.5Dα时

当移相比满足0＜D＜0.5Dα时

根据式（13）～式（15）和Dα=1-GE，可得变换器的输出功率标幺值与移相比D关系曲线如图6所示，输出功率基准值定义为

图6　输出功率标幺值与移相比D关系曲线Fig.6　Nominalized output power curves vs.D

根据图6可知，在相同功率基准值条件下，随着等效输出增益GE减小，即输入电压增大，变换器传输功率增大。当变换器工作在降压模式，即 GE＜1时，变换器可以在全范围实现软开关；当变换器工作在升压模式，即GE＞1时，变换器二次侧开关器件可以在全范围实现软开关，而一次侧开关器件软开关范围受限，且等效输出增益GE越大于1，软开关范围越窄。

2.3电压应力与输出电压增益

本文所提出的隔离型高增益变换器，变压器漏感作为能量传输电感LE的一部分用于传递功率，不存在漏感引起的电压尖峰问题，使得一次侧开关管电压应力钳位在输入电压。变换器二次侧采用多倍压整流电路，在获得高增益的同时，可以降低二次侧开关器件的电压应力至输出电压的一半。

变换器二次侧的多倍压整流电路自身具备4倍升压能力，再通过合理设计变压器匝比，变换器可以在宽范围内实现高增益输出。变换器的输出功率为

式中，Ro为负载电阻。将式（17）和Dα=1-GE代入式（13）和式（14），可以推导得到变换器的等效输出增益表达式为其中

当GE＜1且0＜D＜0.5Dα时，变换器的等效输出电压增益与内移相比满足

2.4小结

基于上述分析可知，本文所提出的变换器同时利用二次侧多倍压整流电路和变压器的升压能力，可以实现高增益输出。变压器漏感用于能量传输，不存在电压尖峰问题，开关器件电压应力低。变换器采用双移相控制策略，通过引入优化设计的一次侧移相角，使得变换器可以在宽电压、负载范围内实现软开关。

根据双移相控制策略原理，变换器需要根据实时的等效输出增益对一次侧移相角进行优化设计。因此，相对于已有的变换器，本文所提出的变换器调制、控制策略会相对复杂，对控制器的设计会有更高的要求，且这种控制目前只适合采用数字控制实现、没有可用的模拟控制芯片。但对于数字控制而言，本文所提出的控制算法并不算复杂。在实际实验过程中，通过采用先进的数字控制技术，很容易实现本文所提出的控制策略，实现较优的控制效果。

3　实验结果与分析

为验证所提出拓扑及其控制方法的正确性和有效性，搭建一台原理样机，其主要参数如下:输入电压Uin=40～56 V；输出电压Uo=380 V；额定输出功率为500 W；一次侧开关管为IPP037N08N；二次侧开关管为IRFB4229；二次侧二极管为DPG200C300PB；变压器匝比为 NP∶NS=1∶2；能量传输电感 LE= 14.758 μH；工作频率为100 kHz。

图7为变换器不同工作模式下的主要实验波形。其中，图7a和图7b为升压模式工作原理波形和软开关波形，此时输入电压40 V，输出电压380 V，输出功率500 W。图7中，uGS1、uGS5分别是开关管S1和S5的驱动；uL E、iL E分别是能量传输电感LE两端电压和流过电感的电流波形；uDS1、uDS5分别是开关管S1和S5的漏源电压波形。由图7可知，此时一次、二次侧开关管都实现了ZVS开通。对比图7a和图2理论波形可知，实验与理论分析完全一致。

图7　主要实验波形Fig.7　Key experimental waveforms

图7c和图7d为降压模式工作原理波形和软开关波形，此时输入电压56 V，输出电压380 V，输出功率500 W。图7中，uGS1、uGS4和uGS5分别是开关管S1、S4和S5的驱动；uP、uS分别是一次、二次侧桥臂中点电压；iL E是流过能量传输电感 LE的电流波形；uDS1、uDS4和uDS5分别是开关管S1、S4和S5的漏源电压波形。由图7可知，此时一次、二次侧开关管都实现了ZVS开通。对比图7c和图4理论波形可知，实验与理论分析完全一致。

图8为不同输入电压时变换器效率曲线，Uin= 40 V时变换器工作在升压模式，Uin=48 V时工作在平衡模式，Uin=56 V时工作在降压模式。从效率曲线可以看出，变换器在升压和降压模式都具有较高的效率，特别是当Uin=48 V时，变换器在宽范围内效率都高于96%，最高效率为97.7%。

图8　变换器效率曲线Fig.8　Efficiency curves of proposed converter

4　结论

本文提出一种适用于宽电压范围、低电压输入应用场合的多倍压高增益软开关隔离升降压变换器及其控制方法，详细分析了变换器的工作原理、控制策略和特性，并给出实验验证。本文所提出的变换器具有如下特点:同时利用多倍压整流电路和变压器匝比实现升压，变换器能获得高增益输出；采用双移相控制策略，变换器可以在宽电压范围内实现软开关；变换器二次侧采用多倍压整流电路，可以减小变压器匝比与二次侧开关器件电压应力；变压器漏感用于能量传输，不存在漏感引起的电压尖峰问题，器件电压应力低。基于上述特点，本文所提出的高增益变换器非常适用于宽电压范围的低电压新能源发电系统。

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陆杨军男，1991年生，博士研究生，研究方向为电力电子与电力传动。

E-mail:luyangjun@nuaa.edu.cn

吴红飞男，1985年生，副教授，硕士生导师，研究方向为电力电子与电力传动。

E-mail:wuhongfei@nuaa.edu.cn（通信作者）

Dual-Phase-Shift-Controlled High Step-Up Soft-Switching Isolated Buck/Boost Converter for Wide-Voltage-Range Applications

Lu YangjunXing YanWu HongfeiZhang Junjun
（Jiangsu Key Laboratory of Renewable Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and AstronauticsNanjing210016China）

A high step-up soft-switching isolated buck/boost converter with voltage multiplier and its control strategy are proposed for low input voltage applications with wide voltage range.With the combination of the voltage doubling type dual-active-bridge（DAB）converter and the voltage multiplier，high output voltage gain can be obtained.Soft-switching of the active switches can be achieved in wide voltage and load ranges by introducing dual-phase-shift modulation.Meanwhile，the zero-current turn-off without reverse recovery losses of the diodes can be realized.The leakage inductance of the transformer is utilized for power transfer and the voltage spike problem is overcome.Furthermore，the voltage stresses on the switches are reduced，i.e.the ones on the primary-side and the secondary-side switches are clamped to the input voltage and half of output voltage respectively.The operation principle，control strategy，and steady-state characteristics are analyzed in detail and verified with experimental results.

Highvoltagegain，dual-phase-shiftmodulation，soft-switching，widevoltagerange，voltage multiplier

TM46

国家自然科学基金（51407092），江苏省自然科学基金（BK20140812）和江苏省产学研联合创新资金前曕性研究项目（BY2014003-12）和江苏省“青蓝工程”资助项目。

2015-07-23改稿日期 2016-02-05