结构简单的谐振极型零电流软开关逆变器

王强，　唐朝垠，　王天施，　刘晓琴

(辽宁石油化工大学 信息与控制工程学院，辽宁 抚顺 113001)



结构简单的谐振极型零电流软开关逆变器

王强，唐朝垠，王天施，刘晓琴

(辽宁石油化工大学 信息与控制工程学院，辽宁 抚顺 113001)

摘要:针对谐振极型零电流软开关逆变器的拓扑电路的辅助开关较多所导致的逆变器体积大、成本高、效率低以及控制策略复杂等问题，提出一种结构简单的谐振极型零电流软开关逆变器拓扑电路，逆变器的每一相仅使用了1个辅助开关、1个谐振电感、1个谐振电容和2个辅助二极管来完成电路谐振。因此，该拓扑电路可以减小逆变器体积，降低成本，简化控制策略和提高效率。分析了逆变器在不同模式下的工作原理，给出了软开关实现条件和实际参数设计过程，建立了辅助电路功率损耗的数学模型。制作了一台2 kW的单相实验样机和一台6 kW的三相实验样机，实验结果表明该逆变器的主开关和辅助开关器件都可以实现零电流软开关。该软开关逆变器可以降低损耗和提高效率。

关键词:逆变器；辅助开关；零电流；软开关；谐振

0引言

高频工作时，硬开关逆变器会产生严重的开关损耗，并且伴随着严重的噪声污染和电磁干扰。为此，软开关技术诞生，并被应用到硬开关逆变器中。软开关逆变器是指在硬开关逆变器中添加辅助谐振电路，利用辅助电路中电感和电容的谐振作用，实现零电压开关或零电流开关，减小开关损耗，降低噪声污染和电磁干扰[1]。

相比于谐振直流环节软开关逆变器，谐振极型软开关逆变器拥有更加突出的优良性能，该类型逆变器采用三组辅助谐振电路，分别接在三相逆变器的每一相上，逆变器的三组辅助电路可实现独立控制，为三相逆变器各相桥臂上的主开关创造软开关条件，解决了辅助开关和逆变器主开关在同步操作上的冲突问题，可方便的采用常规的脉宽调制(pulse width modulation，PWM)策略进行输出电压控制[2-3]。

研究人员经过长期的研究和探索，提出了多种谐振极型软开关逆变器拓扑电路[4-12]，但是这些拓扑电路仍存在不足。文献[4-7]提出的三相拓扑电路使用的辅助开关器件数不少于6个，辅助电路中设置了变压器来辅助换流，不仅增大了逆变器的体积和成本，而且使逆变器的控制变得非常复杂；文献[8]提出的三相拓扑电路使用的辅助开关器件数仅为3个，但是辅助电路中仍然设置变压器来辅助电流。文献[4-8]提出的拓扑结构中设置的变压器容易造成占空比丢失，当变压器向直流电源回馈能量时，使直流电源无法向负载正向传递能量。文献[9-10]提出的三相拓扑电路中的辅助开关数为6个，辅助电路中没有设置变压器，可以使逆变器主开关在零电压条件下开通，但是关断主开关时，流过主开关的电流并没有提前减小到零，仅靠并联在主开关两端的电容来减小其端电压的上升率，无法实现零电流关断，使用绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)作为开关器件时，无法消除开关关断时产生的拖尾电流，导致主开关产生关断损耗；文献[11-12]中提出的拓扑电路，可以使主开关在零电压零电流条件下完成开通和关断，解决了容性开通损耗问题和拖尾电流问题，但是三相拓扑电路中的辅助开关数也多达6个。

针对以上问题，本文提出了一种结构简单的谐振极型零电流软开关逆变器，其主要特点为：1)每相辅助电路只含有1个辅助开关，1个谐振电容，1个谐振电感和2个辅助二极管，结构简单，有利于简化控制策略，减小逆变器体积和降低逆变器成本；2)逆变器主开关和辅助开关都实现了零电流软开关，当使用IGBT作为开关器件时，该逆变器能够很好的解决IGBT关断时的拖尾电流问题，有效降低关断损耗。文中分析了逆变器在不同模式下的工作原理，给出了软开关实现条件和实际参数设计过程，建立了辅助电路功率损耗的数学模型。最后在一台2 kW的单相实验样机和一台6 kW的三相实验样机上验证了提出的新型拓扑结构的有效性。

1电路结构和工作原理

1.1电路结构

新电路的三相电路如图1所示，三相逆变器的A、B、C三相上各有一组谐振电路，每组谐振电路均包含1个辅助开关，1个谐振电容、1个谐振电感和2个辅助二极管。单相等效电路如图2所示。E为直流电源，Sxa为辅助开关，Dca和Dxa为辅助二极管，Cra为谐振电容，Lra为谐振电感，设Cr=Cra，Lr=Lra，负载电流为I0(在一个开关周期内I0恒定)，iLr为流过Lr的电流，uCr为谐振电容Cr的端电压。辅助谐振电路工作时，可使流过逆变器主开关和辅助开关的电流周期性减小到零，在流过开关的电流为零时切换开关状态，可实现零电流软开关，降低开关损耗。

1.2工作原理

为简化分析，可假设：1)在逆变器换流期间，负载电流I0可当成恒定值；2)所有电路元件都为理想元件。本文将详细分析逆变器单相电路中的换流过程，单相等效电路如图2所示，在负载电流I0为负(方向与图2中的I0正方向相反)的情况下，电路工作过程分为11个模式，特征工作波形如图3所示，各模式等效电路如图4所示，图2中箭头指向为物理量的参考正方向，图4中箭头指向为电路工作时物理量实际方向。需要说明的是在三相逆变器的每一相电路中，图4中的负方向的负载电流I0在流过本相下桥臂的主开关，本相负载和另一相上桥臂的主开关或者流过本相上桥臂主开关反并联的续流二极管，本相负载和另一相下桥臂主开关反并联的续流二极管之后，最后流回直流电源形成闭合回路。

工作模式：

1)模式1(t-t0)：假设为电路初始状态，负载电流I0方向为负方向，I0通过二极管D1续流，此时S1处于开通状态，辅助电路不工作，电路处于稳态。此时，iLr=0，uCr=U0(0

图1　结构简单的谐振极型零电流开关逆变器Fig.1　A resonant pole type zero current switching　　　 inverter with the simple structure

图2　单相等效电路Fig.2　One phase equivalent circuit

图3　电路的特征工作波形Fig.3　Characteristic waveforms of circuit

2)模式2(t0-t1)：在t0时刻开通辅助开关Sxa，因为谐振电感Lr减小了流过Lr电流的上升率，所以Lr实现了零电流软开通。Sxa开通后，Lr和Cr开始谐振，Lr和Cr同时被充电，iLr和uCr都逐渐增大，流过D1的电流开始减小，在t1时刻，当iLr增大到最大值I0时，uCr增大到U1，D1自然关断，本模式结束。在t1时刻开通S2，则S2可实现零电压零电流软开通。本模式运动轨迹为图5中t0～t1段，其运动曲线方程为

[iLr(t)Zr]2+[uCr(t)-E]2=(E-U0)2。

(1)

图4　各工作模式的等效电路Fig.4　Equivalent circuits under different operation　　　 modes

将iLr(t1)=I0代入式(1)中，得到uCr在t1时刻的值U1为

(2)

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为：

(3)

uCr(t)=E-(E-U0)cos[ωr(t-t0)]。

(4)

本模式的持续时间为

(5)

图5　逆变器的相平面Fig.5　Phase-plane of inverter

3)模式3(t1-t2)：从t1时刻开始，谐振电感Lr对谐振电容Cr进行充电，uCr继续增大，iLr开始减小，流过S2的电流开始增大，其增大速率与iLr减小速率相同，在t2时刻，iLr减小到零，uCr增大到正向最大值U2，本模式结束。本模式运动轨迹为图5中t1～t2段，其运动曲线方程为

(6)

将iLr(t2)=0代入式(6)中，得到uCr在t6时刻的值U2为

(7)

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为：

(8)

uCr(t)=I0Zrsin[ωr(t-t1)]+U1cos[ωr(t-t1)]。

(9)

本模式的持续时间为

(10)

4)模式4(t2-t3)：在t2时刻，二极管Dxa开始导通，Sxa被短路，流过Sxa的电流为零，此时关断Sxa，Sxa可实现零电流软关断。从t2时刻开始，电路继续谐振，Cr对Lr反向充电，uCr开始减小，iLr反向增大，当uCr减小到零时，iLr反向增大到最大值，此后，Lr对Cr反向充电，在t3时刻，iLr反向减小到零，uCr增大到反向最大值U3，本模式结束。本模式运动轨迹为图5中t2～t3段，其运动曲线方程为

(11)

将iLr(t3)=0代入式(11)中，得到uCr在t3时刻的值U3为

(12)

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为：

(13)

uCr(t)=-U2sin[ωr(t-t2)]。

(14)

本模式持续的时间为

(15)

5)模式5(t3-t4)：在t3时刻，iLr反向减小到零，Dxa自然关断，Dca开始导通，Cr对Lr充电，uCr减小，iLr增大。当uCr减小到等于母线电压E时，iLr达到最大值，此后，iLr开始减小。在t4时刻，iLr减小到零，uCr反向减小到U4，本模式结束。本模式运动轨迹为图5中t3～t4段，其运动曲线方程为

[iLr(t)Zr]2+[uCr(t)+E]2=(U3+E)2。

(16)

将iLr(t4)=0代入式(16)中，得到t4时刻uCr值U4为

U4=uCr(t4)=-U3-2E。

(17)

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为：

(18)

uCr(t)=-E-(U3+E)cos[ωr(t-t3)]。

(19)

本模式持续的时间为

(20)

6)模式6(t4-t5)：t4时刻，iLr再次减小到零，二极管Dca自然关断，负载电流I0全部经S2续流，本模式在t5时刻结束，本模式的持续时间可以根据实际需要来设定。本模式运动轨迹为一点，如图5中t4～t5段。

7)模式7(t5-t6)：在t5时刻再次开通Sxa，因为Lr减小了流过Sxa电流上升率，所以Sxa实现了零电流软开通。Sxa开通后，Lr和Cr开始谐振，Cr对Lr充电，iLr增大，uCr减小，且流过S2的电流开始减小，其减小速率与iLr增大速率相同，在t6时刻，iLr增大到等于负载电流I0时，uCr减小到U5，流过S2的电流减小到零，本模式结束。本模式运动轨迹为图5中t5～t6段，其运动曲线方程为

(21)

将iLr(t6)=I0代入式(21)中，得到t6时刻uCr值U5为

(22)

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为：

(23)

uCr(t)=U4cos[ωr(t-t5)]。

(24)

本模式持续的时间为

(25)

8)模式8(t6-t7)：t6时刻，S2的反并联二极管D2开始导通续流，此时关断S2，则S2可实现零电压零电流软关断。从t6时刻开始，Cr继续对Lr充电，iLr继续增大，当uCr反向减小到等于零时，iLr增大到最大，此后Lr放电，Cr充电，当iLr减小到I0时uCr减小到等于U6，本模式结束。本模式运动轨迹为图5中t6～t7段，其运动曲线方程为

(26)

将iLr(t7)=I0代入式(26)中，得到t7时刻uCr值U6为

(27)

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为：

(28)

uCr(t)=U5cos[ωr(t-t6)]+I0Zrsin[ωr(t-t6)]。

(29)

由式(28)可求出本模式中谐振电流最大值Ipmax为

(30)

本模式持续的时间为

(31)

9)模式9(t7-t8)：t7时刻iLr减小到等于负载电流I0，二极管D2自然关断，此时因为S2处于断开状态，所以负载电流I0对Cr充电，因为I0恒定，所以Lr的端电压为零，uCr逐渐增大，在t8时刻uCr增大到等于母线电压E，本模式结束。本模式运动轨迹如图5中t7～t8段。

本模式持续的时间为

(32)

10)模式10(t8-t9)：t8时刻uCr=E，二极管D1导通续流，Lr和Cr再次发生谐振，Lr放电，Cr充电，iLr减小，uCr增大，在t9时刻iLr减小到零，uCr增大到最大值U7，负载电流全部经D1续流，本模式结束。本模式运动轨迹为图5中t8～t9段。其运动曲线方程为

(33)

将iLr(t9)=0代入式(32)中，得到t9时刻uCr值U7为

U7=uCr(t9)=E+I0Zr。

(34)

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为：

iLr(t)=I0cos[ωr(t-t8)],

(35)

uCr(t)=E+I0Zrsin[ωr(t-t8)]。

(36)

本模式持续的时间为

(37)

11)模式11(t9-t10)：t9时刻iLr减小到零，Dxa导通，此时关断Sxa，Sxa可实现零电流软关断。从t9时刻开始，Cr对Lr反向充电，iLr反向增大，uCr减小，流过Dxa电流逐渐增大，流过D1的电流逐渐减小，其速率与iLr反向增大的速率相同，当uCr减小到E时，iLr达到最大值，此后，Lr放电，iLr减小，uCr继续减小，在t10时刻iLr减小到零，Dxa自然关断，本模式结束，此时uCr减小到U8，I0全部经二极管D1续流。本模式运动轨迹为图5中t9～t10段。其运动曲线方程为

(38)

将iLr(t10)=0代入式(37)中，得到t10时刻uCr值U7为

U8=uCr(t10)=U7-E。

(39)

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为：

(40)

uCr(t)=E+U7cos[ωr(t-t9)]。

(41)

本模式持续的时间为

(42)

至此一个完整的负载电流为负的PWM周期结束，然后电路又进入初始状态开始下个周期的工作。负载电流为正的工作模式与此类似，这里不再进行详细分析。

1.3软开关实现条件

1)为了使辅助开关Sxa在全负载范围内实现零电流开通，需要式(43)和式(44)成立。

(43)

(44)

2)在辅助二极管Dxa导通续流期间关断辅助开关Sxa，Sxa可实现零电流关断，则需要满足式(45)和式(46)。

Ton1(Sxa)=(T2+T3+T4)|I0=I0max，

(45)

Ton2(Sxa)=(T7+T8+T9+T11)|I0=I0max。

(46)

其中：Ton1(Sxa)和Ton2(Sxa)分别为Sxa在每个开关周期内两次开通后处于导通状态的时间；I0max为负载电流最大值。

2)为了确保逆变器主开关在全负荷范围内都实现零电流开通，辅助开关Sxa第一次开通持续时间必须不小于二极管D1的续流时间，需满足

Ton1(Sxa)≥T2|I0=I0max。

(47)

4)主开关的反并联二极管续流期间关断逆变器主开关，可实现零电流关断，为了确保逆变器主开关在全负载范围内实现零电流关断，并且降低损耗，主开关关断时谐振电流的最大值Ipmax必须满足

(48)

1.4电路中器件承受的电压和电流应力

在t2时刻，iLr减小到零，此时uCr达到正向最大值，在t9时刻，iLr再次减小到零，此时uCr再次达到正向最大值；模式4中，当uCr减小到零时，iLr达到反向最大值，此时流过二极管Dxa的电流值最大；在模式5中，当uCr反向减小到E时，流过二极管Dca的值最大；在模式8中，当uCr减小到零时，iLr达到正向最大值，此时流过Sxa的电流值最大。

流过谐振电感Lr正向和负向电流最大值iLrmax(正)和iLrmax(负)可分别表示为：

(49)

(50)

流过辅助开关Sxa电流最大值iSxamax可表示为

(51)

流经辅助二极管Dxa和Dca电流最大值iDxamax和iDcamax可分别表示为：

(52)

(53)

2辅助器件功率损耗的理论分析

由前文中的理论分析可知，逆变器的所有主开关和辅助开关都可以实现零电流开通和关断，开关损耗为零。在理想状态下，谐振电感Lr和谐振电容Cr的电阻很小，所以其功耗可近似为零。但是辅助开关Sxa及辅助二极管Dxa和Dca存在通态损耗。设辅助二极管Dxa和Dca的通态压降为VEC，辅助开关Sxa通态压降为VCE，开关频率为fc。根据一个开关周期内的各工作模式的理论分析，采用分段积分法可以得到单相辅助电路中各器件的功率损耗数学模型[13-15]。

辅助开关Sxa的通态损耗PSxa可表示为

VCE[3E-U0-2U5]Crfc=

Crfc+VCE(3E-U0)Crfc。

(54)

辅助二极管Dxa和Dca的通态损耗PDxa和PDca可分别表示为：

(55)

(56)

由式(44)～式(49)可得单相辅助谐振电路的总功率损耗Padd可表示为

Padd=PSxa+PDxa+PDca=

VCE[3E-U0-2U5]Crfc+VEC(2E-U2)Crfc=

VCE(3E-U0)Crfc。

(57)

3实际参数设计过程

为了使Sxa在全负载范围内实现零电流开通，由式(43)和式(44)可得：

(58)

(59)

由前文1.2节的理论分析可知U4>U0，考虑Lr对辅助电路功耗的影响，为留有一定的裕量，取Lr为

(60)

根据反正玄函数的定义，由式(5)可得

(61)

考虑到外界其他不定因素的影响，对Cr取值时应留有一定的裕量，Cr可取为

(62)

将E，U0，Lr和Cr代入到式(47)和式(48)中，可验证设计参数是否可使主开关在全负载范围内实现零电流开关，然后在将设计参数代入式(45)和式(46)中，可求出使辅助开关实现零电流开关两次开通持续时间。

4实验结果

为了验证本文提出的新拓扑电路的有效性，根据前文1.2节和1.3节的理论分析，制作了一台2 kW单相实验样机，如图6所示。实际参数设置如下：直流母线电压E=300 V，谐振电容Cr初始电压U0=220 V，额定输出功率P0=2 kW，输出电流最大值I0max=28.3 A，谐振电容Cr=0.2F，谐振电感Lr=3H，分压电容Cd1=Cd2=1 200F，输出相电压有效值u0=106 V，输出端所接的滤波电感La=0.9 mH，输出端所接的滤波电容Ca=10F，负载电阻Ra=5.3 Ω，开关频率fc=20 kHz，输出频率f0=50 Hz，开关器件通态压降为VCE=0.5 V，辅助二极管通态压降为VEC=0.5 V，开关器件允许的开通瞬间电流变化率(di/dt)r=30 A/s。实验中该单相实验样机采用正弦波脉宽调制方法。

图6　实验电路图Fig.6　Circuit in the experiment

实验波形如图7所示，图7(a)为逆变器在一个PWM周期内iLr与uCr的实验波形图，从该图中可以看出，实验中iLr与uCr波形与图3 中理论分析的特征波形基本吻合；图7(b)为辅助开关Sxa开通与关断时iSxa与uSxa的实验波形，从该图中可以看出，辅助开关Sxa开通后，流过Sxa的电流以较小的速率缓慢上升，uSxa以较大的速率快速减小到零，iSxa与uSxa的重叠区域大大减小，Sxa关断前，iSxa已经提前减小到零，所以Sxa实现了零电流开关；图7(c)为主开关S2开通与关断时iS2与uS2的实验波形图从该图中可以看出，S2开通后，iS2以较小的速率缓慢上升，uS2以较大的速率快速减小到零，iS2与uS2的重叠区域大大减小，S2关断前iS2已经提前减小到零，所以S2实现了零电流开关；图7(d)为逆变器输出频率为50 Hz时的相电压u0的波形，由图可以看出波形为正弦波，说明辅助电路对逆变器的正常运行影响较小。

图7　实验波形Fig.7　Experimental waveforms

为验证本文提出的软开关逆变器在效率上的优势，在同等实验条件下对传统的硬开关逆变器、文献[12]提出的软开关逆变器以及本文所提出的软开关逆变器的单相电路做了效率测试，如图8所示。测试时3种逆变器的单相电路输出电压有效值都设定为106 V，在3种逆变器单相电路的输出功率都达到2 kW时，分别测量其输入功率，最后求得各自的效率。为了减小测量误差，在同一条件下测量4次，最后取其平均值。在输出功率2 kW时，软开关逆变器的实测效率达到96.7%，相比于硬开关逆变器，效率提高2.8%，相比于文献[12]中提出的软开关逆变器提高了1.4%。

图8　实测效率曲线Fig.8　Measured efficiency curve

为进一步验证该软开关逆变器的有效性，根据图1和以上实验参数，以单相实验样机为基础，制作了1台功率为6 kW的三相实验样机，该实验样机采用空间矢量脉宽调制技术，在每个开关周期内，只有1个桥臂的主开关状态发生切换，其余2个桥臂的开关状态不发生变化。因此，每个开关周期内，只有1相辅助谐振电路工作，这有利于降低辅助电路损耗和提高效率。图9为三相实验样机输出的三相电流ia，ib和ic的实验波形，输出频率为50 Hz。如图9所示，三相实验样机输出电流波形为光滑的正弦波，各相输出电流波形独立可控，互不影响，并没有因为增加辅助谐振电路，使逆变器的电流波形产生畸变。

图9　三相电流实验波形Fig.9　Experimental waveforms of three-phase current

在相同的实验条件下对本文所提出的软开关逆变器和传统的硬开关逆变器以及文献[12]提出的软开关逆变器也进行了三相电路的效率测试，测试方法与单相电路的效率测试方法相同。在输出功率达到6 kW时，本文所提出的新型三相软开关逆变器的实测效率达到97.5%，相比于传统的三相硬开关逆变器效率提高了3.1%，相比于文献[12]中提出的三相软开关逆变器效率提高1.6%。因为三相电路实验时，如图1所示，电路中无分压电容，没有中性点电位的变化问题，更有利于实现软开关，而且三相电路采用了空间矢量脉宽调制技术，使每个开关周期内只有1相辅助电路工作，另两相辅助电路都不工作，降低了辅助电路损耗，所以相比于单相电路，三相电路的效率得到了进一步提高。

5结论

本文提出了一种新型零电流软开关逆变器拓扑电路，与文献中所提到的零电流软开关逆变器拓扑电路相比，该逆变器拓扑电路最大的优点在于拓扑电路只使用了3个辅助开关，减小了逆变器的体积，降低了成本，同时简化了控制策略，提高了逆变器效率。由实验结果可得出如下结论：1)逆变器中所有开关器件都实现了零电流软开关；2)逆变器中主开关和辅助开关承受的电压应力等于母线电压；3)逆变器的单相实验电路输出的电压的波形均为光滑的正弦波，逆变器的输出波形质量不受辅助谐振电路影响；4)在输出功率为2 kW的单相实验电路上的实测效率可达到96.7%，相比于单相硬开关逆变器提高了2.8%，相比于文献[12]提出的软开关逆变器提高了1.4%，说明该软开关逆变器能有效降低开关损耗和提高效率。

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(编辑：刘琳琳)

Resonant pole zero current soft-switching inverter with simple structure

WANG Qiang,TANG Chao-yin,WANG Tian-shi,LIU Xiao-qin

(College of Information and Control Engineering, Liaoning Shihua University, Fushun 113001, China)

Abstract:Aiming at the problems that the big volume, the high cost, the low efficiency and the complex control strategy in the type of resonsnt pole zero current soft switching inverter caused by so many auxiliary switches were used in topology circuit. A novel resonant pole zero current switching inverter topology circuit was proposed,which has a simple structure. Each phase of the three phase-inverter only use one auxiliary switch, one resonant inductor and one resonant capacitor and two auxiliary diodes to complete the resonance of the circuit. So, this topology circuit reduces the volume of the inverter,reduces the cost, simplifies the control strategy and improves the efficiency. The operation principle of the soft-switching inverter which worked in different operation modes were presented. The conditions for realization of soft-switching and the actual design process of the parameters were presented. The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established. A 2 kW one phase laboratory prototype and a 6kW three-phase laboratory prototype were built. The experiment results verify that the whole main switches and auxiliary switches realize zero current switching. This soft-switching inverter presented effectively reduces switching loss and improves efficiency.

Keywords:inverter; auxiliary switch; zero current; soft-switching; resonant

收稿日期:2015-10-02

基金项目：国家自然科学基金(51207069)

作者简介：王强(1981—),男,博士,副教授,研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制; 唐朝垠(1990—),男,硕士研究生, 研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制; 王天施(1970—),男,博士,副教授, 研究方向为电力系统继电保护; 刘晓琴(1975—),女,博士研究生,副教授, 研究方向为电力系统故障诊断。

通信作者:王强

DOI:10.15938/j.emc.2016.07.014

中图分类号:TM 464

文献标志码:A

文章编号:1007-449X(2016)07-0102-09