面向微电网的高增益比储能双向直流变换器

陈立群，吕　沁，何铭协，厉梦溪，高　杨，庞古才，吴红飞



面向微电网的高增益比储能双向直流变换器

陈立群，吕沁，何铭协，厉梦溪，高杨，庞古才，吴红飞

（南京航空航天大学，江苏省新能源发电与电能变换重点实验室，南京211106）

摘要：双向直流变换器是微电网储能系统的核心装置。首先对一种能够高效衔接低压储能蓄电池和高压微网直流母线的非隔离高增益比双向直流变换器进行了研究分析，所提双向直流变换器由双向Buck-Boost变换器和有源倍压整流电路通过耦合电感集成得到，有利于减小开关管的电压应力；然后采用占空比调节加移相控制，分别用于稳定中间电容和输出端的电压；采用该控制策略可以有效减小绕组电流有效值，降低导通损耗，且所有开关管均能够实现软开关，变换器效率得到极大提升；再详细分析了变换器的工作原理、输出特性以及参数设计；最后搭建了1 kW的实验样机并进行了实验验证。

关键词：双向直流变换器；软开关；占空比加移相控制

Project Supported by Foundation of State Key Lab of Power System（SKLD15KZ01）；2015 annual innovation training program for College Students of NUAA（201510287017）.

引言

储能系统是各类交直流微电网系统稳定、可靠运行的保证。储能系统能够及时吸收发电装置发出的峰值功率、补充负载所需的不足功率，从而保证直流母线电压的稳定。双向直流变换器是衔接蓄电池和直流母线的关键装置，不仅用于实现能量的双向传输与控制，而且肩负蓄电池和直流母线电压能量管理与调度的重任［1-3］。以蓄电池为代表的储能装置端电压通常较低，而微电网直流母线为了与交流电网或交流负载连接，其电压通常较高。如何在蓄电池和直流母线电压相差悬殊的情况下实现能量高效双向变换是其中的关键问题［4］。

双向Buck-Boost变换器是最基本的非隔离型双向直流变换器［5-8］，具有结构简单、控制方便等优点。但当其开关管硬开关工作，且升压和降压能力有限，应用于高升压和高降压场合时，开关管极限占空比工作会导致效率大幅降低。通过在传统双向Buck-Boost变换器中引入耦合电感或者开关电容可以有效提高变换器升压和降的增益比［9-11］，但耦合电感通常会引起额外的电压尖峰。此外，已有的耦合电感双向变换器通常采用的仍是与传统双向Buck-Boost变换器相同的PWM控制，导致主开关管无法实现软开关，导致变换效率降低。若采用隔离型双向直流变换器则可以方便地利用变压器的匝比实现低压储能蓄电池和高压微电网母线的电压匹配。常见的隔离双向变换器电路拓扑包括双有源桥（DAB）［12-14］双向变换器、反激式双向直流变换器［15-17］、半桥式双向直流变换器［18-20］等，其中DAB双向变换器近年来获得广泛研究和关注。DAB双向变换器具有器件电压应力低、软开关等优点，但其只有在其两侧电压与变压器匝比完全匹配时才能实现最佳变换效率，当两侧电压比与变压器变比相差悬殊时，不仅会导致开关管软开关无法实现，而且变换器环流损耗也会大幅增加，导致效率大幅度降低。因此，DAB双向变换器并不适合蓄电池电压宽范围变化的储能双向变换场合。

本文综合了传统双向Buck-Boost变换器和DAB类双向变换器的优势，研究了一种新型的高升降压比储能双向非隔离直流变换器。通过将双向Buck-Boost变换器和DAB双向变换器集成实现高电压增益比，通过低压侧开关管的占空比控制，实现DAB变换器两侧电压的实时匹配，从而可以有效减小绕组电流有效值，降低导通损耗；通过高压侧开关管和低压侧开关管的移相控制实现双向功率传输，且能够实现所有开关管的软开关，因此能够同时兼顾实现高电压增益比和高效率储能双向功率变换。

1　非隔离型高增益比储能双向直流变换器

1.1拓扑结构

本文研究的非隔离型高增益比储能双向直流变换器如图1所示。该变换器低压侧为双向Buck-Boost变换器，由开关管S1～S2、耦合电感T的低压侧绕组NL和中间电容CM组成；高压侧为有源倍压整流电路，由开关管S3～S4、耦合电感T的高压侧绕组NH、高频电感LH和开关电容CA组成。所述非隔离型高增益比储能双向直流变换器拓扑低压侧连接蓄电池端VB，高压侧连接高压直流母线VH，通过改变开关管的开通次序和开通时间调节能量双向传输。

图1　非隔离型高增益比双向直流变换器Fig.1 Non-isolated high step-up/step-down bidirectional DC/DC converter

1.2工作模态分析

该变换器在升压和降压模式下的主要波形如图2所示。当变换器工作在升压模式时，能量从蓄电池端VB传递到高压母线VH，开关管S1和S2超前S3和S4开通；当变换器工作在降压模式时，能量从高压母线VH传递到蓄电池端VB，开关管S1和S2滞后S3和S4开通。开关管S1、S2与S3、S4互补导通，开关管S1、S3与S2、S4的占空比分别相同，设开关管S1、S2的占空比为D1。通过占空比调节，中间电容CM的电压VCM、高压母线电压VH和耦合电感匝比n（= NH/NL）满足的关系为

由于升压模式和降压模式下工作状态完全对称一致，以升压模式为例进行模态分析。

图2（a）所示为升压模式下的主要工作波形，当变换器工作在升压模式时能量从蓄电池端传递到高压母线端，高压侧开关管S3和S4滞后低压侧开关管S1和S2开通，通过调节高低压侧开关管之间的移相角稳定输出电压。图中uAB为耦合电感T低压侧绕组NL的两端电压，uCD为耦合电感T高压侧绕组NH和高频电感LH串联后的两端电压，uLH、iLH分别为高频电感LH的两端电压和流经该电感的电流，iLM为流经耦合电感T低压侧激磁电感的电流，iB为低压侧蓄电池输出电流。一个开关周期内共有8个开关模态，各模态等效电路如图4所示。

图2　主要工作波形Fig.2 Key work waveforms

模态Ⅰ（t0～t1）：如图3（a）所示，t0时刻之前，开关管S2和S4导通，流经高频电感LH电流iLH为负值，设计激磁电感Lm使得t0时刻电流幅值iLm＜iNL，低压侧输出电流iB流经开关管S1的体二极管，S1具备了零电压开通的条件，iLH线性上升，其表达式为

模态Ⅱ（t1～t2）：如图3（b）所示，t1时刻，开关管S1零电压开通，流经高频电感的电流iLH先反向减小到0再正向线性增加。该模态下电感电流表达式与模态Ⅰ的相同。

模态Ⅲ（t2～t3）：如图3（c）所示，t2时刻，开关管S4关断，高压侧电流换向到开关管S3的体二极管中，S3具备了零电压开通的条件，电感电流表示为

在占空比调节作用下，式（3）中分子等于0，即电流iLH在该阶段的幅值不发生改变。

模态Ⅳ（t3～t4）：如图3（d）所示，t3时刻，开关管S3零电压开通，该模态下电感电流表达式与模态Ⅲ的相同。

模态Ⅴ（t4～t5）：如图3（e）所示，t4时刻，开关管S1关断，低压侧电流换向到开关管S2的体二极管中，S2具备了零电压开通的条件。同时，流经滤波电感LH的电流iLH正向线性减小，表示为

模态Ⅵ（t5～t6）：如图3（f）所示，t5时刻，开关管S2零电压开通，流经高频电感的电流iLH先正向减小到0再反向线性增加，该模态下电感电流表达式与模态Ⅴ的相同。

模态Ⅶ（t6～t7）：如图3（g）所示，t6时刻，开关管S6关断，高压侧电流换向到开关管S4的体二极管中，S4具备了零电压开通的条件，电感电流表示为

图3　各模态等效电路Fig.3 Equivalent circuits for each operation stages

该阶段，电流iLH的幅值不发生改变。

模态Ⅷ（t7～t8）：如图3（h）所示，t7时刻，开关管S4零电压开通，该模态下电感电流表达式与模态Ⅲ的相同。

2　变换器输出特性

2.1输出功率表达式推导

设定开关管S1和S3的占空比为D，开关频率为fs，为了便于计算，设定基准量分别为

将式（6）带入式（2）～式（5），将升压模式下电感电流不同阶段的表达式用弧度制表示为

式（7）满足2个约束条件：①引入占空比调节后电感电流在φ＜θ≤D2π和D2π+φ＜θ≤2π两个阶段的幅值不发生改变，即式iLH（φ）=iLH（D2π）和iLH（D2πφ）=iLH（2π）成立；②变压器高压侧绕组中无直流偏置，即电流平均值为0。结合上述2个约束条件，可得不同阶段点处的电感电流分别为

则计算可得通过变压器传递的功率为

输出功率主要通过2条途径进行传递：①通过变压器传递的能量；②低压侧同步Boost电路直接向负载传递的能量。故输出功率可表示为

将式（9）代入式（10）中可得输出功率表达式为

同理可得降压模式下的输出功率表达式，推到结果显示，升压和降压模式下输出功率表达式完全相同。图4所示为不同占空比下输出功率跟随移相角变化曲线，正半轴表示能量从蓄电池端传递到高压母线端，负半轴表示能量从高压母线端传递到蓄电池端，正负半轴关于零点对称一致。占空比调节仅用于稳定中间电容端的电压，故而当输入输出关系确定之后，所有开关管的占空比均不再改变，仅通过调节移相角变换输出功率。

图4　输出功率跟随移相角变化曲线Fig.4 Power curves versus phase shift angle

为了便于理解分析，本文以1 kW功率等级为例介绍双向变换器的主要参数设计流程。详细设计指标如下：蓄电池电压VB范围为48～72 V，高压母线电压VH为400 V，开关频率为100 kHz。

2.2高频电感LH&耦合电感匝比n

由式（2）～式（5）可知，流经高频电感LH的电流iLH跟高频电感的感值和耦合电感的匝比相关，电流iLH的有效值跟导通损耗密切相关，输出功率增大后导通损耗的占比较为显著，对效率影响较大，故通过电流iLH有效值跟随LH感值和耦合电感匝比n的变化来设计相应参数，iLH随LH、n的变化曲线分别如图5和图6所示。

图5　iLH有效值跟随高频电感LH变化曲线Fig.5 RMS current curves of iLHwith respect to LH

图6　iLH有效值跟随耦合电感匝比n变化曲线Fig.6 RMS current curves of iLHwith respect to n

由图5可见，iLH有效值跟随LH增大而增大，即高频电感感值越小导通损耗越低，但是考虑到实际的耦合电感漏感值以及控制电路的分辨精度，将高频电感LH设计为10 μH。为了能够在整个电压范围内均获得较高的效率，变压器匝比设计在2.5附近。

2.3耦合电感低压侧激磁感Lm

高压侧为传统半桥倍压整流电路，开关管S3和S4均能够在较宽的负载范围内实现软开关。流经低压侧开关管S1和S2的电流均为流经激磁电感的电流iLH和耦合电感高压侧电流折合到低压侧niLH的叠加，升压和降压模式下对称一致。以升压模式下的工作状况为例进行分析。由图2（a）可见，升压模式下开关管S1开通前的结电容抽电流幅值较小，不利于软开关的实现，相比之下，开关管S2较易实现软开关，故需要设计满足开关管S1软开关的实现要求，以优化整个负载范围内的效率。流经激磁电感的电流iLm完全取决于Lm的取值，以满足开关管S1软开关的实现条件：iNP＞iLm。通过理论计算，激磁电感Lm最终设计为25 μH，S1开通时刻流经的电流分析如图7所示，此时低压侧电流iB在开关管S1导通之前整个负载范围内均小于零，即开关管S1可以实现软开关。

图7　S1开通时刻流经的电流分析Fig.7 Current amplitude before S1turns on

3　实验结果

本文在原理分析的基础上搭建了1台1 kW、100 kHz的实验样机，详细设计参数见表1。

表1　详细设计参数Tab.1 Detailed design parameters

图8所示为升压模式下输入48 V时的实验波形。为了实现开关管S1的软开关，低压侧电流iB需要在开关管S1开通之前为负值，以抽取结电容上的能量，S1体二极管导通实现零电压开通，如图8（a）所示，低压侧电流条件满足，激磁电感Lm设计合理。图8（b）所示为低压侧开关管的工作波形，开关管S1可以实现软开关，图8（c）所示为高压侧开关管的工作波形，S3、S4均能实现软开关。

图9所示为升压模式下输入56 V时的实验波形，分别为轻载和满载波形。由图可见，输入输出电压关系确定之后，所有开关管的占空比均不跟随输出功率变化而变化，仅通过调节移相角来改变传递功率，与理论分析一致。

图10所示为升压和降压模式下输入72 V时的实验波形。由图可见2种模式下工作波形对称一致，且iLH在能量主要传输阶段保持不变，有效值减小，有利于效率的优化提升。

图11所示为效率测试结果。由图可见升压模式和降压模式下的最高效率点接近，在97.8%附近，因此可以通过优化设计继续效率的提升。

图9　升压模式下输入56 V时的实验波形Fig.9 Steady-state waveforms in the step-up mode with input 56 V

图10　蓄电池端电压72 V时的实验波形Fig.10 Steady-state waveforms in both modes with battery voltage of 72 V

图11　效率测试曲线Fig.11 Efficiency test curves

4　结论

本文研究了一种适用于微电网储能系统的高增益比双向直流变换器，能够实现低压储能蓄电池和高压直流母线的高效衔接。理论分析和实验结果表明，本文所研究的高增益比储能双向变换器具备以下特点：

（1）通过将双向Buck-Boost变换器和有源倍压整流电路集成，借助于有源倍压整流电路实现高电压增益比，借助于双向Buck-Boost变换器实现宽电压范围功率调节，综合了二者的优势；

（2）采用占空比加移相控制可以有效减小绕组电流有效值，降低导通损耗，同时能够实现所有开关管的软开关，有利于提升效率。

参考文献：

［1］韩奕，张东霞，胡学浩，等.中国微网标准体系研究［J］.电力系统自动化，2010，34（1）：69-72.

Han Yi，Zhang Dongxia，Hu Xuehao，et al. A study on microgrid standard system in China［J］. Automation of Electric Power Systems，2010，34（1）：69-72（in Chinese）.

［2］杨新法，苏剑，吕志鹏，等.微电网技术综述［J］.中国电机工程学报，2014，34（1）：57-70.

Yang Xinfa，Su Jian，Lü Zhipeng，et al. China electric power research institute［J］. Proceedings of the CSEE，2014，34（1）：57-70（in Chinese）.

［3］姚勇，朱桂萍，刘秀成.电池储能系统在改善微电网电能质量中的应用［J］.电工技术学报，2012，27（1）：85-89.

Yao Yong，Zhu Guiping，Liu Xiucheng. Improvement of power quality of micro-grids by battery energy storage system［J］. Transactions of China Electrotechnical Society，2012，27（1）：85-89（in Chinese）.

［4］刘晓东，李飞，方炜，等.直流微网中双向直流变换器的控制［J］.电源学报，2014，12（5）：40-44.

Liu Xiaodong，Li Fei，Fang Wei，et al. Control of bi-directional DC converter in DC micro network［J］. Journal of Power Supply，2014，12（5）：40-44（in Chinese）.

［5］张方华，朱成花，严仰光.双向DC-DC变换器的控制模型［J］.中国电机工程学报，2005，25（11）：46-49.

Zhang Fanghua，Zhu Chenghua，Yan Yangguang. The controlled model of bi-directional DC-DC converter［J］. Proceedings of the CSEE，2005，25（11）：46-49（in Chinese）.

［6］廖志凌，阮新波.一种独立光伏发电系统双向变换器的控制策略［J］.电工技术学报，2008，23（1）：97-103.

Liao Zhiling，Ruan Xinbo. Control strategy for bi-directional DC/DC converter of a novel stand-alone photovoltaic power system［J］. Transactions of China Electrotechnical Society，2008，23（1）：97-103（in Chinese）.

［7］Ardi H，Reza Ahrabi R，Najafi Ravadanegh S. Non-isolated bidirectional DC-DC converter analysis and implementation［J］. IET on Power Electronics，2014，7（12）：3033-3044.

［8］Lin C C，Yang L S，Wu G W. Study of a non-isolated bidirectional DC-DC converter［J］. IET on Power Electronics，2013，6（1）：30-37.

［9］Chen W，Huang A，Li C，et al. A high efficiency high power step-up resonant switched-capacitor converter for offshore wind energy systems［C］. Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE），2012：235-239.

［10］Flores Cortez D，Waltrich G，Fraigneaud J，et al. DC-DC converter for dual-voltage automotive systems based on bidirectional hybrid switched-capacitor architectures［J］. IEEE Transaction on Industrial Electronics，2015，62（5）：3296-3304.

［11］Duan R Y，Lee J D. High-efficiency bidirectional DC-DC converter with coupled inductor［J］. IET on Power Electronics，2012，5（1）：115-123.

［12］曲平，李子欣，宋鹏先，等.隔离式双向全桥DC-DC变换器预充电研究［J］.电工技术学报，2014，29（S1）：320-325.

Qu Ping，Li Zixin，Song Pengxian，et al. Pre-charge strategy study for isolated dual active bridge DC-DC converter ［J］. Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29（S1）：320-325（in Chinese）.

［13］赵彪，于庆广，孙伟欣.双重移相控制的双向全桥DCDC变换器及其功率回流特性分析［J］.中国电机工程学报，2012，32（12）：43-50.

Zhao Biao，Yu Qingguang，Sun Weixin. Bi-directional fullbridge DC-DC converters with dual-phase-shifting control and its backflow power characteristics analysis［J］. Proceeding of the CSEE，2012，32（12）：43-50（in Chinese）.

［14］Zhao B，Song Q，Liu W. Power characterization of isolatedbidirectional dual-active-bridge DC-DC converter with dual-phase-shift control［J］. IEEE Transaction on Power Electronics，2012，27（9）：4172-4176.

［15］Delshad M，Madiseh N A，Amini M R . Implementation of soft-switching bidirectional flyback converter without auxiliary switch［J］. IET on Power Electronics，2013，6（9）：1884-1891.

［16］Chen Y T，Wei S Y. A multiple-winding bidirectional flyback converter used in the solar system［C］. Next-Generation Electronics（ISNE），2013：130-133.

［17］吴文进，郭仕林，苏建徽.一种双向反激DC/DC变换器的设计及应用［J］.电力电子技术，2014，48（10）：6-8.

Wu Wenjin，Guo Shilin，Su Jianhui. Design and application of bi-directional flyback DC/DC converter［J］. Power Electronics，2014，48（10）：6-8（in Chinese）.

［18］刘胜永，唐安琼.一种新颖的软开关双向DC/DC变换器分析与设计［J］.电力自动化设备，2012，32（3）：28-31.

Liu Shengyong，Tang Anqiong. Analysis and design of softswitching bidirectional DC-DC converter［J］. Electric Power Automation Equipment，2012，32（3）：28-31（in Chinese）.

［19］吴雪花，陆芬，王慧珍.移相控制双半桥双向DC/DC变换器研究［J］.电力电子技术，2011，45（7）：42-43.

Wu Xuehua，Lu Fen，Wang Huizhen. Phase-shifted dual half-bridge bi-directional DC/DC converter［J］. Power Electronics，2011，45（7）：42-43（in Chinese）.

［20］Rathore A K，Prasanna U R. Analysis，design，and experimental results of novel snubberless bidirectional naturally clamped ZCS/ZVS current-fed half-bridge DC/DC converter for fuel cell vehicles［J］. IEEE Transaction on Industrial Electronics，2013，60（10）：4482-4491.

陈立群

High Voltage Ratio Bidirectional DC/DC Converter of Micro-grid Application

CHEN Liqun，LYU Qin，HE Mingxie，LI Mengxi，GAO Yang，PANG Gucai，WU Hongfei （Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion，Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，Nanjing 211106，China）

Abstract：Bidirectional DC/DC converter is the core device of the micro-grid energy storage system. A bidirectional DC/DC converter with high step-up/step-down is presented for battery storage power systems in micro power grid. This converter consists of a Buck-boost converter，a half bridge module and an embedded coupled inductor，which helps reduce the voltage stresses of all switches. Pulse-width modulation（PWM）plus phase-shift（PPS）control strategy is employed to regulate the intermediate capacitor voltage and the output voltage. The conduction losses of the converter are reduced and zero voltage switching（ZVS）of all power switches are achieved with the PWM plus phase shift control. Hence，the conversion efficiency can be improved significantly. The operation principle，characteristics and design consideration are analyzed in detail. Finally，a 1kW prototype is built and tested to verify the analysis.

Keywords:bidirectional DC-DC converter；soft switching；PWM plus phase-shift（PPS）

DOI：10.13234/j.issn.2095-2805．2016．2．80中图分类号：TM 461

文献标志码：A

收稿日期：2015-10-29

基金项目：电力系统及发电设备控制和仿真国家重点实验室基金资助项目（SKLD15KZ01）；南京航空航天大学2015年度大学生创新训练计划资助项目（201510287017）

作者简介：

陈立群（1992-），男，硕士，研究方向：功率电子变换技术，E-mail：chenliqun@ nuaa.edu.cn。

吕沁（1995-），女，本科，研究方向：电气工程及其自动化，E-mail：961564694@ qq.com。

何铭协（1995-），男，本科，研究方向：电气工程及其自动化，E-mail：282937976 @qq.com。

厉梦溪（1995-），男，本科，研究方向：电气工程及其自动化，E-mail：648257526 @qq.com。

高杨（1995-），女，本科，研究方向：电气工程及其自动化，E-mail：1091035396@ qq.com。

庞古才（1995-），男，本科，研究方向：电气工程及其自动化，E-mail：1975480339 @qq.com。

吴红飞（1985-），男，通信作者，博士，副教授，研究方向：功率电子变换技术，E-mail：wuhongfei@nuaa.edu.cn。