并联式绕组开放式永磁同步发电机系统改进电流控制策略

魏佳丹　何　健　郑青青　周　波

(南京航空航天大学自动化学院　南京　210016)



并联式绕组开放式永磁同步发电机系统改进电流控制策略

魏佳丹何健郑青青周波

(南京航空航天大学自动化学院南京210016)

摘要为解决传统永磁同步发电机系统存在的输出电压调节困难和适应转速范围窄的问题，针对一种新型的并联式绕组开放式永磁发电机系统中固有的零序电流和谐波问题，在分析并联式绕组开放式发电系统工作原理与零序电流产生机理的基础上，提出一种改进型电流控制策略，该方法在传统PI控制策略的基础上，增加对发电系统中整流桥侧的偏置电压的补偿量，抑制PI调节器输出的波动，实现电流谐波的抑制。最后，通过仿真和实验分析验证了该文提出的改进型电流控制策略与传统电流控制策略相比具有优良的控制性能。

关键词：并联式绕组开放式永磁同步发电机零序电流谐波问题电流控制策略

0引言

永磁同步发电机(Permanent Magnet Synchronous Generator，PMSG)因具有结构简单及功率密度高等优点，在风力发电系统、车载电源系统等领域得到了广泛应用[1-3]。然而常规的永磁同步发电机结合PWM整流器构成的发电系统中，传统三相电压型PWM整流器属于升压变换器，正常运行过程中发电机线电压小于直流侧电压值，从而限制了永磁发电机的高速运行范围。一种不改变电机本体结构，只将电机绕组的中性点打开构成的开放式绕组结构[4-6]得到了人们的广泛关注，该拓扑通过将绕组的中性点打开，并在绕组两端分别连接一套变换器，使得发电机绕组一侧的电压不再只受发电机相电压影响，还与电机绕组两侧的变换器工作状态有关，可以通过变换器的控制间接地调节发电机输出电压以拓宽永磁发电机的运行范围。

常用的开放式绕组拓扑为双逆变器拓扑[7-9]，但由于变换器数量的增加，使得系统的结构和控制算法变得复杂。文献[10]提出一种基于蓄电池、整流桥、逆变器、绕组开放式永磁同步发电机的新型车载起动/发电系统，与双逆变器系统相比，该系统不仅能实现永磁同步发电机系统的调压控制，并且简化了系统的结构和节约了成本，具有重要的研究价值。但该新型起动/发电系统的前级使用蓄电池，增加了系统成本，并且在运行过程中蓄电池长期处于充放电状态，导致其存在使用寿命的问题。

为了避免上述问题，本文将开放式永磁同步发电机绕组两侧的整流桥和逆变器直流侧并联构成一种新型的并联式绕组开放式永磁同步发电系统，不仅可进一步简化发电系统结构，且降低了系统成本。然而，该新型并联式拓扑中整流桥和逆变器的直流侧并联使得系统中产生零序电流流通路径[11-13]，若采用不恰当的调制策略，将导致电机绕组中产生零序电流。零序电流不仅会增加系统的损耗和变换器的容量，还会通过电磁感应产生轴承电压和轴承电流，从而降低电机轴承寿命[14，15]。

本文首先分析了该新型并联式绕组开放式发电系统的工作原理，针对并联式拓扑中整流桥和逆变器的直流侧并联的特殊结构以及传统的SVPWM策略导致系统中产生零序电流，使得相电流发生严重畸变的问题，采用SPWM策略直接对三相坐标系中的电压进行调制，消除三相电压中存在的零序电压分量，从而实现对零序电流的调节，以降低相电流畸变。但本系统中由于绕组右侧整流桥的存在，导致SPWM调制波在正负半轴产生电压偏移，呈现非正弦状，影响到SPWM策略中相电流的控制效果。因此本文在分析并联式拓扑中SPWM策略使得调制波发生变形原因的基础上，提出一种改进型SPWM策略，解决系统中整流桥的存在使得SPWM调制产生电压偏置的问题，并进一步抑制相电流谐波。最后通过仿真和实验分析，验证了本文提出的改进型SPWM策略对电流谐波具有优良的抑制效果。

1系统结构与工作原理

1.1系统拓扑结构

图1为并联式绕组开放式永磁同步发电机控制系统结构框图，该系统由逆变器、绕组开放式永磁同步发电机、整流桥、控制器、滤波器以及负载构成，逆变器和整流桥的两个直流侧并联。

图1　并联式绕组开放式永磁发电机系统结构框图Fig.1　Structure diagram of parallel-connected open-winding PMSG system

将永磁同步发电机绕组的中性点打开，在发电机绕组一侧配置逆变器，另一侧配置整流桥，并将整流桥和逆变器之间通过直流母线相连构成并联式绕组开放式永磁同步发电机拓扑。控制器通过采集发电机的转子位置、三相电流和负载电压信号给出驱动信号，并通过逆变器的调制实现系统输出电压的控制。

1.2工作原理

由于相绕组的中性点打开，三相绕组之间相互解耦，可以实现每相绕组的独立控制。以A相绕组为例，等效电路如图2所示，电机绕组左侧的两个IGBT分别记为VT1和VT4，其体二极管记为VD11和VD41，绕组右侧的两个二极管记为VD1和VD4，并规定图2中所示的ea和ia方向为正方向。

图2　A相绕组等效电路Fig.2　Equivalent circuit diagram of phase A

当发电机反电动势为正时，相电流方向与图2中所示的正方向相反为负，等效电路的工作状态如图3所示，图3a为VT4导通、VT1关断时电路的工作状态，此时相绕组中的电流通过电机绕组、VT4和VD4形成回路，负载由滤波电容供电，若忽略IGBT和二极管的导通压降，回路中的电压方程为

(1)

式中，Ra为A相绕组的内阻；La为A相等效电感；ea为发电机反电动势；ia为A相电流。忽略A相绕组的内阻Ra，式(1)可简化为

(2)

当ea>0时，A相电流ia幅值增加，电流给绕组电感充电储能。当VT4关断时，此时无论VT1关断或是导通，相电流仍沿原来方向进行续流，如图3b所示，此时电流经电机绕组、VD11、负载和VD4形成续流回路，回路中的电压方程为

(3)

式中，ea和ia分别为续流状态下发电机的反电动势和相电流；VL为负载输出电压。同样忽略A相绕组的内阻Ra，式(3)可简化为

(4)

式中，若ea>VL，则ia幅值增加，此时即使将VT4导通，根据式(2)可知，ia幅值仍然增加，可见若ea>VL，将导致相电流出现失控问题，因此，系统正常发电时要求ea必须小于VL。由于ea

图3　反电动势为正时等效电路工作状态Fig.3　Equivalent operation status with the positive back electromotive force

综上所述，当相绕组的反电动势为正时，通过控制VT4的导通或关断就能实现对A相电流和负载电压的控制。当VT4导通时，相电流负向增加，负载电压下降；当VT4关断时，相电流负向减小，负载电压增加，如图3所示。同理，当反电动势方向为负时，当VT1导通时，相电流正向增加，负载电压减小；当VT1关断时，相电流正向减小，负载电压增加，即控制VT1和VT4的开关状态即可实现对输出电压的控制。

由于B、C相等效电路与A相相同，同理可得到B、C相的电流和电压的控制方法，从而可通过对电机三相电流的控制实现系统输出功率调节和负载稳压控制。然而，本文采用的并联式拓扑中由于整流桥和逆变器直流侧并联，使得系统中存在零序电流的流通路径，为此，在控制相电流和负载电压时必须考虑到零序电流抑制问题，下面将首先对本文采用的并联式拓扑中零序电流产生机理进行分析。

1.3零序电流的组成

本文采用的并联式拓扑中，三相电流之和等于两条直流母线电流之和，若采用不恰当的调制策略，电路中会有零序电流流过。将电机三相绕组电流通过傅里叶分解为各次谐波电流之和[16]，则零序电流为各次谐波对应的零序电流之和，各次谐波对应的零序电流分别为

(5)

式中，i01、i02和i03分别为基波、2次和3次谐波对应的零序电流；im1、im2和im3分别为基波、2次和3次谐波对应的电流幅值；ω为发电机的角频率。由于非3n次谐波对应的三相电流幅值相等，相位相差120o，所以三相电流之和都为零，零序电流也为零；而3n次谐波对应的三相电流的幅值相等，相位相同，三相电流之和不为零，零序电流也不为零，由此可得到各次谐波对应的零序电流的通用表达式为

(6)

式中，n为正整数；im(3n)为第3n次谐波的幅值；i0(3n)、i0(3n-1)和i0(3n-2)分别为3n、3n-1和3n-2次谐波对应的零序电流。由式(6)可见，只有3n次谐波对应的零序电流不为零，但由于永磁同步发电机结构的对称性和对三相信号控制的对称性，发电机绕组中不存在偶数次谐波，所以只有3(2n-1)次谐波会形成零序电流，并且零序电流与对应的相电流谐波的幅值、相位和频率相同。因此，对应相电流零序电流越大，谐波含量就越高，相电流畸变就越大，并且零序电流不产生有功功率，只能通过热能消耗，会引起电机发热。

目前关于双变换器绕组开放式系统中零序电流的抑制方法主要有硬件电路抑制法[17]、矢量重新分配法[18]、零序补偿器法[19]。但这些方法的控制算法都比较复杂，甚至部分需增加额外的硬件电路，并且这些方法多针对双逆变器或双半控桥的绕组开放式系统，均不适用于本文提出的整流器和逆变器构成的开放式拓扑，因此需针对本文提出的新型绕组开放式拓扑中，开放式绕组右侧采用整流桥这一特殊结构，研究其合适的零序电流抑制策略。

目前三相桥式变换器中应用最为广泛的两种调制策略是SVPWM和SPWM，典型的SVPWM是对注入零序分量的三相调制波进行规则采样的一种变形SPWM[20，21]，SVPWM通过在调制波中注入零序分量提高直流侧电压利用率，被广泛应用于三相星形绕组联结的电机拓扑中，这些拓扑中由于中性点的存在，三相电流之和始终等于零，不存在零序电流问题，所以在矢量合成时，只对α和β轴电压进行调制，无需对零序电压进行调制，从而不能对零序电流进行抑制。并联式绕组开放式永磁发电机系统中逆变器和整流桥直流侧并联的结构，导致电路中存在零序电流流通路径，若仍采用SVPWM策略，系统中会产生零序电流，导致相电流畸变，从而降低系统的运行效率。而SPWM策略通过对三相坐标系中三相电压的调制实现对三相电流的控制，从而能间接地控制零序电流，因此，更适用于本文的并联式发电系统中。

2系统控制策略

图4　SPWM策略的控制框图Fig.4　Schematic diagram of SPWM method

由于并联式发电系统中发电机绕组的另一侧连接三相整流桥，整流桥侧的电压会对逆变器的输出电压产生影响，根据图2所示的A相绕组等效电路分析其SPWM调制策略。对应直流侧的中点O为参考点，若忽略开关管和二极管的导通压降，可得到逆变器A相的端电压表达式为

(7)

式中，UAO为逆变器A相的端电压，对应于等效电路中点A点和参考点O之间的电压，可看出此时开关管的端电压不仅与发电机的相电压有关，还受发电机相电流流向和负载电压的影响。

绕组开放式发电机的相电压方程为

(8)

当忽略发电机绕组内阻时，发电机的相电压仅与反电动势ea和相电流ia的变化率有关。假设ea和ia均为正弦波，则UA也是正弦波。那么将式(8)带入式(7)中可得

(9)

从式(8)可知，本文提出的并联式绕组开放式系统的端电压是在发电机相电压UA的基础上，根据电流方向偏移VL/2或-VL/2得到。根据对式(8)的分析已知UA呈正弦，并且发电运行时相电压UA和相电流ia的方向相反。根据式(9)，当ia为正时，UA为负，此时将UA往坐标轴负方向偏移VL/2得到UAO；同理当ia为负时，UA为正，UAO由UA向坐标轴正方向偏移VL/2得到，对应三相逆变器采用SPWM调制策略，其输出端电压波形与调制波相对应，由上述逆变器输出的端电压UAO可推导出对应逆变器A相的调制波波形，如图5所示。

图5　调制波与相电流和电压的关系Fig.5　Waveforms of relations among modulation wave，phase current and voltage

由图4，可根据调制波波形经过反Park/Clark变换后反向推导出电流环的目标输出值，因此为获得如图5所示的SPWM调制所需的理想状态下的非正弦状调制波波形，对应要求电流环PI调节器输出波形如图6所示，非正弦调制波使得各电流环输出均为波动量，采用常规的PI调节器通常难以实现该波动量的输出，并且经过坐标变换后获得SPWM调制波将明显区别于图5，导致系统的控制性能变差。

图6　d/q/0轴电流调节器输出波形Fig.6　Output waveforms of d/q/0-axis PI regulator

因此本系统中需要针对SPWM调制过程中调制波的特殊性，在分析调制波畸变原因的基础上，对现有的电流控制策略加以改进，以改善系统的控制性能。

3电改进流控制策略

本系统中SPWM调制波发生变形的原因在于发电机绕组一侧整流桥的存在，该整流桥存在使得SPWM调制波出现了±VL/2的偏置，导致出现如图5所示的调制波形，若能对整流桥的电压偏置进行补偿，消除整流桥的影响，即采用简单的PI调节器实现对电流环的稳定控制。由此，本文提出一种改进型电流控制策略，在电流环输出侧补偿由于整流桥导致的±VL/2的偏置，即图6所示的系统理想输出状态下各调节器的波动量由补偿环节提供，无需PI调节器实现，可有效稳定电流环调节器的输出，改善电流环的控制性能。

图7为采用前馈补偿后得到的改进型SPWM策略的控制框图。整流桥交流侧的端电压通过相电流的方向进行确定，表达式为

(10)

经过坐标变换得到d/q/0轴电压的补偿值为

(11)

式中，Urd、Urq和Ur0分别为d、q和零序电流调节器输出的补偿值。综合式(10)和式(11)可得整流桥侧电压的补偿量

(12)

图7　采用改进型SPWM调制策略的系统控制框图Fig.7　Schematic diagram of the system control algorithm with the improved SPWM method

4仿真分析

4.1仿真参数

本文针对一台额定电压为168 V的永磁同步发电机构建其绕组开放式发电系统仿真模型，系统参数如表1所示。

表1　系统仿真参数

4.2传统电流控制策略仿真结果分析

图8为采用传统电流控制策略时负载电压、相电流、零序电流、d/q轴电流、调制波和相电流频谱分析的仿真波形。系统外环输出电压能有效稳定在给定的168 V，存在零序电流幅值为0.4 A，如图8a和图8b所示，相电流存在较为明显的畸变，幅值降为4.2 A，THD为10.99%，如图8c和图8f所示。图8e为A相调制波，根据第2节的分析可知，调制波是在与相电流方向相反的发电机绕组相电压基础上，当相电流为正时，沿坐标轴正方向偏移VL/2，当相电流为负时，沿坐标轴负方向偏移VL/2得到，从图8e可看出仿真结果与1.2节和1.3节的理论分析相吻合。但由于PI调节器无法快速响应系统所需的调制波形，并处于波动状态，经过坐标变换后的A相调制波形出现不对称现象，导致A相电流在换向过程中出现畸变。对应图8d所示的交、直流电流和图8b所示的零序电流也存在明显的波动，即系统电流内环的3个PI调节器均处于难以稳定的状态。

图8　传统SPWM策略的仿真波形Fig.8　Simulation waveforms under the conventional SPWM method

4.3改进型电流控制策略仿真结果分析

图9为采用改进型电流控制策略后负载电压、相电流、零序电流、d/q轴电流、调制波和相电流频谱分析的仿真波形。系统直流侧电压仍可以稳定控制，改进电流控制策略后，零序电流得到了明显抑制，如图9b所示，幅值降低为0.19 A，对应图9c所示相电流畸变也明显消除，其幅值降低为3.9 A，d/q轴电流波动随之减小，如图9d所示。由图9f可知采用改进型电流控制策略后电流输出的THD降低至4.08%。通过增加整流桥侧直流电压的动态补偿，使得系统控制中内环PI调节器能够稳定输出，交、直流电流趋于稳定，对应SPWM控制的A相调制波如图9e所示，其波形呈规则对称状。

图9　改进型SPWM策略的仿真波形Fig.9　Simulation waveforms under the improved SPWM method

4.4仿真结果比较

表2为电流控制策略改进前后仿真结果的比较。电流控制策略改进前系统零序电流幅值为0.4 A，改进后零序电流幅值最小为0.19 A。根据1.3节的分析可知，随着零序电流下降，相电流的THD随之下降，电流控制策略改进前相电流THD为10.99%，改进后最低为4.08%；3次谐波是构成零序电流的主要谐波成分，从表2中也可看出，传统电流控制策略下，系统中的主要谐波成分为3次和5次谐波，而采用改进型电流控制策略后，3次谐波已不再是主要谐波成分。随着相电流THD的降低，相电流的幅值也随之降低，电流控制策略改进前相电流幅值为4.0 A，改进后降低为3.8 A，仿真验证了理论分析的正确性。

表2　仿真结果比较

5实验分析

5.1电流控制策略改进前的实验验证

图10为电流控制策略改进前的负载电压、相电流、零序电流、调制波、d/q轴电流的实验波形以及相电流实验波形的频谱分析。在系统输出电压稳定控制的条件下，电机绕组中存在明显的零序电流，幅值为1.2 A，相电流在过零点存在明显的畸变，幅值约为4.3 A，并且调制波形类似仿真结果，呈现不对称状态，如图10a和图10b所示。虽然系统输出电压稳定，但内环PI调节器输出存在波动，导致如图10c显示相电流的THD为14%，即d/q/0轴电流存在明显的波动，与仿真结果基本相同。实验波形中相电流THD的增加在于数字控制周期的延时和开关器件的死区原因。

图10　SPWM改进前的实验波形Fig.10　Experimental waveforms under the unimproved SPWM method

5.2电流控制策略改进后的实验验证

图11为电流控制策略改进后的负载电压、相电流、零序电流、调制波、d/q轴电流的实验波形以及相电流实验波形的频谱分析。与传统控制策略相比较，采用改进型电流控制策略后，A相调制波呈现明显的对称状，与仿真结果对应，解决了内环PI调节器控制不稳定的问题，使得发电机绕组中的零序电流降低为0.5 A，大大削减了零序电流的分量，如图11a和图11b所示。随着零序电流的下降，相电流畸变明显减小，幅值降为3.8 A，d/q/0轴电流波动也得到了很好的抑制，使得相电流THD降为8.18%，如图11c所示，3次、5次谐波得到了明显的抑制。

图11　SPWM改进后的实验波形Fig.11　Experimental waveforms under the improved SPWM method

5.3两种电流控制策略的比较分析

表3为电流控制策略改进前后的实验结果对比。实验结果对比表明：改进电流控制策略后能够对零序电流进行有效抑制，传统电流控制策略下零序电流幅值达到1.2 A，改进后零序电流幅值降低为0.5 A，并且电流控制策略改进前系统的主要谐波成分均为3次谐波，而改进电流控制策略后系统主要谐波成分不再含有3次谐波，但实际系统中在对整流桥侧进行前馈补偿时，需要对各相电流的极性进行判别，由于相电流的开关纹波的存在及电流检测准确度的问题，易在相电流过零点附近产生极性判定值的反复跳变，为此在电流极性判定软件中增加了0.05 A的电流判定环宽，由此导致相电流在过零点产生了畸变，相比于仿真结果，实际电流中的THD较为明显。相比于表2的仿真结果，实验结果偏差原因除了实验系统中存在的调理电路参数偏差、DSP2812的AD采样误差、数字控制的延时及开关器件的死区等问题外，整流桥中二极管的压降、反向恢复时间在一个电流周期中将会产生6n±1次谐波，因此实验系统中5次谐波成为主要成分。

表3　实验结果比较

从相电流波形上看，电流控制策略改进前相电流的THD为16%，改进后下降为8.18%，并且随着相电流THD的下降，相电流幅值也随着降低，电流控制策略改进前相电流幅值为4.2 A，改进后降为3.8 A。从上述实验结果对比可看出，并联式绕组开放式永磁发电机系统采用改进型电流控制策略能够取得良好的控制效果。

6结论

本文针对开放式绕组结构的永磁发电机，将两端的逆变器和整流桥的直流侧并联构成一种新型的并联式绕组开放式发电系统，在详细分析其拓扑结构和工作原理的基础上，对其系统控制策略进行详细对比分析，并通过仿真和实验研究，对并联式发电系统控制策略进行了验证，得到以下结论：

1)与双逆变器拓扑和其他多电平拓扑相比，本文提出的并联式发电系统结构简单、开关器件少、控制简单、成本低。

2)传统的电流控制策略会使得系统中流过较大的零序电流，并且会导致相电流出现畸变，导致电流幅值增加，使得变换器容量增加。

3)在传统电流控制策略基础上，无需增加额外的硬件电路，通过软件实现整流桥侧电压偏置影响的前馈补偿，改进电流闭环控制策略，能有效抑制发电机中的零序电流，减小相电流畸变，使得系统性能得到了明显改善。

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作者简介

魏佳丹男，1981年生，博士，副教授，研究方向为电机系统及其控制。

E-mail：weijiadan@nuaa.edu.cn(通信作者)

何健男，1991年生，硕士研究生，研究方向为电机系统及其控制。

E-mail：joyous17@163.com

Improved Current Control Method for Parallel Connected Open-Winding Permanent Magnet Synchronous Generator System

Wei JiadanHe JianZheng QingqingZhou Bo

(College of AutomationNanjing University of Aeronautics and AstronauticsNanjing210016China)

AbstractIn order to overcome the difficulties of narrow speed range and poor load voltage regulation，a novel parallel-connected open-winding topology of permanent magnet synchronous generator system is proposed.Due to the inherent zero-sequence current and harmonics problems for the novel topology，the operation principle of the new system and the mechanism of generating the zero-sequence current are analyzed in detail.Then，an improved current control method is proposed by compensating the offset voltage of the rectifier connected to the open-end windings to suppress the output ripple of the proportional-integral (PI) regulator.In this way，the current harmonics of the proposed generation system can be reduced.Finally，the simulation and experiment results verify that the proposed current control method has better performance comparing to traditional approaches.

Keywords：Parallel-connected open-winding permanent magnet synchronous generator，zero-sequence current，harmonics problems，current control method

中图分类号：TM341

国家自然科学基金资助项目(51207070)。

收稿日期2015-03-10改稿日期2015-06-18