三相PWM整流器开关模式逻辑电流控制

杜吉飞，赵红雁，郑琼林

（北京交通大学 电气工程学院，北京 100044）

0 引言

由于三相脉宽调制（PWM）整流器可实现四象限储能、并网发电、有源滤波等功能，故随着电动汽车充电站、集中性光伏并网发电、电能质量优化等领域的快速发展，三相PWM整流器的市场需求也不断增长。国内外已提出了大量控制方法并成熟应用到各个行业。尽管不同的应用场合对PWM整流器控制系统的要求不同，总体可以分为调制和非调制2种方案。调制方案采用调制信号与三角载波比较的方式输出开关信号，包括占空比控制［1］、单周期控制［2-3］、基于空间矢量调制的控制方法［4-5］等。 这类方法能够精确控制占空比，也可实现固定开关频率，具有较好的稳态性能，但由于存在调制周期的限制，从AD采样到装载调制波的时间要滞后半个或一个载波周期，控制的滞后性比较明显。为尽可能消除这种滞后性，诸多的预测控制方法［6-7］也相继提出，但这些方法势必增加算法复杂性。而非调制方案无需载波比较，AD采样、运算后直接决定三相开关管的开或关，比如评价函数法［8-9］、查表［10-11］及滞环电流控制［12-16］等方法。这类方法的占空比受采样周期的限制而不够精确，开关频率一般不固定，但由于这类方法能够在算法结束时立即执行开关管，具有较强的实时性和快速性。

在非调制方案中，滞环电流控制HCC（Hysterisis Current Control）由于其算法简便、易于硬件实现，最适合应用在实时性较高的场合［17］。但传统的滞环算法不能协调控制三相电流，开关次数较多，开关损耗较大，采用降低采样频率或增加滞环宽度的方法虽然可以降低开关次数，但同时会增大谐波含量。故在非调制方案中，开关次数、谐波含量及实施难易程度，是评价算法优劣的重要因素。文献［12-13］提出了改变环宽方法提高其性能，但这势必增加算法复杂性；文献［14-16］提出了基于空间矢量的滞环电流控制，这类方法在确保其简便性的同时大幅降低了开关次数，但谐波含量没有明显减小，动态性能不佳，而且不易选取合适的环宽。

为此，本文提出了一种新颖的非调制方案——开关模式电流控制，其运用矢量控制的原理，能够选取最优的开关模式来消除电流误差。此方法无需Clarke及Park变换，无需滞环宽度的选取，且通过控制频率来限制开关频率，与滞环方法相比，本方法几乎同样简便，而且具有更优越的动态和稳态性能。

1 三相变流器电流控制原理

图1 为三相变流器拓扑结构图，ea、eb、ec为交流侧电压源电压值；ia、ib、ic为三相交流电流值，设定的参考方向为交流侧流向直流侧；L为交流侧电感值；udc为直流侧电压值；sa、sb、sc为三相开关函数，sa取值0，表示上桥臂为0、下桥臂为 1，sa取值 1，表示上桥臂为1、下桥臂为0，sb、sc类似。三相开关信号用来控制三相电流的变化方向，电感值L决定电流变化率，设 k∈（a，b，c），则：

其中，uko为第k相交流侧桥臂电压。误差电流为：

其中，为交流电流给定值。

图1 三相变流器拓扑结构Fig.1 Topology of three-phase converter

为了控制电流变化方向使其能够消除误差电流，则式（1）可变为：

其中，T为控制周期；u*ko为交流侧桥臂指令电压，其矢量形式如式（4）所示。

这样，就可以使 uao、ubo、uco跟踪，进而达到 ia、ib、ic跟踪的目的。

将U*划分为图2所示7个区域，当U*位于不同区域时，选择不同的开关模式。如果U*满足下式：

说明U*位于中间的六边形区Z&，选择零矢量开关模式（000）或（111）。否则，当时，U*位于区域Ⅰ&，选择开关模式（100）；当时，U*位于区域Ⅱ&，选择开关模式（110）；其他情况依此类推。综上所述，开关模式可按表1选取。

图2 U*所在区域Fig.2 Regions of U*

表1 开关模式选择规则Table 1 Rules of switching pattern selection

2 三相变流器电流控制实现方法

首先确定是否选择零矢量开关模式，定义二进制变量Bkx和Bky如下：

如此，式（5）可以转化为：

即如果式（7）的值为1，输出零矢量开关模式；如果其值为0，输出非零矢量开关模式。

对于零矢量开关模式（000）或（111）的选择，遵循最小开关次数原则。若上一次开关模式为（000）或（100）或（010）或（001），本次应输出（000）；若上一次开关模式为（111）或（011）或（101）或（110），本次应输出（111）。为此，定义如下算式：

其中，为第k相开关函数的上一次状态。如果式（8）的值为 0，则本次输出的开关模式为（000）；如果式（8）的值为 1，则本次输出的开关模式为（111）。

对于非零矢量开关模式的选择，定义二进制变量Bko来代表的正负号：

根据以上所述，运用逻辑变换得到开关模式，选择规则可将表1转化为表2所示，通过表2推导的开关函数计算表达式为：

表2 运用逻辑变量的开关模式选择规则Table 2 Rules of switching pattern selection with logic variables

传统滞环电流控制C-HCC（Conventional HCC）、空间矢量滞环电流控制SV-HCC（Space Vector based HCC）、本文所述的开关模式逻辑电流控制SP-CC（Switching Pattern logic Current Control）3 种方法的电流内环控制流程如图3所示。这里的SV-HCC运用文献［16］所述方法，其电流误差的α分量运用3层滞环（iw、iw+Δiw/2、iw+Δiw），β 分量运用 2 层滞环（iw、iw+Δiw）。

对于双闭环控制［18］，为了简化运算过程，式（6）中的udc可以由给定直流电压代替。由于交流电流给定值i*k是由PI调节器输出与电网电压ek相乘得到的，所以式（3）的ek分量可以去除掉，通过直流电压外环PI调节即可自动补偿，故本方法双闭环控制流程如图4所示。

图3 3种方法的电流内环控制流程Fig.3 Inner-loop current control of three schemes

图4 开关模式逻辑电流控制的双环控制流程Fig.4 Dual-loop control of switching-pattern logic-current control

3 仿真及实验研究

3.1 仿真验证

为了验证本文所述方法的有效性，首先运用MATLAB/Simulink仿真平台进行验证，直流给定电压为150 V，采用双闭环控制。为了限制采样频率，本文在电压和电流采样后增加零阶保持模块，以达到类似效果，采样周期与控制周期相同，整体参数如表3所示。为了验证所述方法的动态性能，直流侧负载在0.3 s时刻由25 Ω迅速切换为10 Ω，从图5可以看出，交流侧电流d、q分量能够快速响应负载发生的变化，并最终达到稳定；从图6可以看出，由于电压外环的作用，其直流输出电压可以快速达到给定值，并在负载突变时快速恢复到给定值。

为了验证本文方法的优越性，分别用C-HCC、SV-HCC、SP-CC这3种方法进行对比仿真，直流侧负载为10 Ω，其他参数不变，前2种方法的滞环宽度为：对于 C-HCC，iw=0 A；对于 SV-HCC，iw=0 A，Δiw=0.6 A。图7为3种方法开关次数曲线，可以看出，C-HCC开关次数最多，本文方法开关次数略多于SVHCC。图8为3种方法交流侧电流THD值变化曲线，C-HCC谐波含量最大，而使用本文方法的谐波电流含量远小于其他2种方法。

表3 仿真及实验参数Table 3 Parameters of simulation and experiment

图5 交流侧电流d、q分量波形Fig.5 d-and q-component waveforms of AC-side current

图6 直流侧电压波形Fig.6 Waveform of DC-side voltage

图7 3种方法开关次数曲线Fig.7 Number of switching for three schemes

图8 3种方法交流侧电流THD值变化曲线Fig.8 AC-side current THD for three schemes

3.2 实验研究

本文通过所搭建的样机对3种方法进行对比实验，运用TMS320F28335 DSP芯片作为处理器，运用双踪数字示波器检测电流ia和开关信号sa，运用FLUKE检测交流侧电流谐波含量。

图9、图10为控制频率10 kHz时的实验结果，所选滞环宽度为：C-HCC，iw=0.4A；SV-HCC，iw=0.4 A，Δiw=1.6 A。从图中可以看出，在一个基波周期内，C-HCC、SV-HCC、SP-CC这3种方法对应的开关次数分别为42、29、32，对应的THD值分别为 4.1%、3.9%、3.2%。通过以上实验结果可以看出，当选取的滞环宽度很小时，本文所述方法在开关次数方面优于C-HCC，但仍然不如SV-HCC；在谐波含量方面，本文方法明显优于其他2种方法。实验结果与仿真所得结论一致。

针对三相变流器非调制方案，本文提出了一种开关模式电流控制方法，可以选择最优的开关模式来跟踪指令电流。通过对前文进行归纳，本方法与2种滞环电流控制方法的特性对比如表4所示。

图9 控制频率10 kHz下a相电流和开关信号波形Fig.9 Current and switching signal of phase-a when control frequency is 10 kHz

图10 控制频率10 kHz下a相电流谐波含量Fig.10 Harmonic current of phase-a when control frequency is 10 kHz

表4 3种方法特性对比Table 4 Comparison of characteristics among three schemes

4 结论

本文方法需要依赖电感值和控制周期2个参数为前提，能够达到更低的谐波含量，却未明显增加开关次数和算法复杂性，也无需设定环宽，只需通过设定控制频率来限定开关频率；而且该方法可以通过硬件实现，简便易行。

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