基于投旁通对策略的组合式C-MMC单元投退控制

薛英林，赵 峥，葛风雷，张哲任

（1.国网北京经济技术研究院，北京 102209；2.国网徐州供电公司，江苏 徐州 220005；3.浙江大学 电气工程学院，浙江 杭州 310027）

0 引言

相较于早期两电平、三电平换流器，采用功率单元级联技术的模块化多电平换流器MMC（Modular Multilevel Converter）具有诸多优势[1-5]：制造难度下降、安装维护简单、输出波形质量高、运行损耗低等。采用MMC作为换流器拓扑，已成为柔性直流输电系统最主流的趋势[6-7]。

目前柔性直流系统主要应用在风电并网、海岛送电和城市增容等场合，在大容量架空线方面却鲜有应用。这一方面是因为输送容量难以与传统直流相媲拟。现阶段传统特高压直流工程可输送8000 MW，而世界上容量最大的柔性直流工程是大连两端柔性直流工程[8]以及法国和西班牙的INELFE联网工程[9]，单个换流器容量仅为1000 MW。通过增加桥臂内串联的子模块数量，可以提升MMC的功率容量和电压等级，但是这样会给数据检测、采集和通信等造成很大的负担；此外，MMC的最大输送功率受制于换流变压器的容量。另一方面是因为直流线路故障难以快速地清除。早期的MMC采用的功率单元是半桥结构的子模块，在直流故障期间交流系统会通过IGBT反并联二极管向故障点持续馈能，所以该拓扑不具备自主切除故障电流的能力[10-11]。

为使柔性直流输电系统拓展到大容量架空线领域，文献[1，12]提出了2点基本解决方法：利用MMC换流单元串并联技术，即采用组合式换流器来增加系统输送容量；采用具有直流故障自清理能力的换流器拓扑。在拓扑配置上可有多种选择，如结合两电平和MMC运行特点的桥臂交替导通多电平换流器[13-14]和混合级联多电平换流器[15-16]，采用全桥子模块[17]或箝位双子模块 CDSM（Clamp Double SubModule）的 MMC（后者简称为 C-MMC）[18-22]。其中，C-MMC由于具有所需器件少、运行损耗低等特点，逐渐得到青睐。

本文所研究对象是组合式C-MMC，其换流单元构成网格式组合形式，各单元可独立控制，运行方式灵活多变。某个换流单元投入或退出运行，对系统协调和设备配合提出要求。为此，本文重点对换流单元解锁/闭锁特性进行了分析，并设计了一套换流单元投切策略和设备动作配合时序，以保障换流单元投退时系统能够稳定运行。最后，在PSCAD/EMTDC中搭建了相应平台，并对所设计控制策略进行分析验证。

1 组合式C-MMC的结构特点和构成形式

1.1 C-MMC换流单元的拓扑特点

C-MMC拓扑结构如图1（a）所示，包括3个相单元，每个相单元由上、下2个桥臂组成，每个桥臂由N个箝位双子模块级联而成，同时串联缓冲电抗L以抑制环流和故障电流上升率。如图1（b）所示，箝位双子模块由2个半桥单元经2个箝位二极管VDc和一个带续流二极管的引导IGBT（VT0，VD0）串并联构成。为提高子模块切除故障电流的能力，文献[20]提出了改进型子模块拓扑，在箝位二极管回路串联阻尼电阻，以加快闭锁期间能量耗散，如图1（c）所示，本文采用该型子模块。

1.2 C-MMC换流单元的基本运行机理

图1 C-MMC换流单元的拓扑结构Fig.1 Topology of C-MMC unit

图2 C-MMC稳态运行特性Fig.2 Steady-state operating characteristics of C-MMC

正常运行时C-MMC与基于半桥子模块的MMC稳态特性一致。此时，子模块中引导IGBT一直导通，故一个CDSM可以等效为2个串联的半桥子模块，输出电平有 0、UC、2UC（其中 UC为子模块电容电压）3种，如图2所示。这样，每桥臂N个CDSM的C-MMC可移植每桥臂2N个半桥子模块的MMC控制策略。各子模块电容按正弦规律依次投入和切除，构成换流器交直流出口处所需电压波形，桥臂输出电压特性等效为受控基波电压源。稳态时MMC数学模型和控制策略可参照文献[3-5]，此处不再赘述。这里特别指出一种子模块运行模式，当VT11、VT22闭锁，VT12、VT21、VT0开通时，子模块处于旁通状态，此时输出电压为0，后文控制策略中需要用到这种子模块运行状态。

C-MMC是MMC通过改造子模块内部结构演变而来的，主要区别在于二者闭锁特性的不同。系统闭锁时，CDSM对外等效为充满电的电容与二极管串联形式，二极管阳极到阴极方向与桥臂电流一致，其中阻尼电阻可起抑制暂态电流的作用，如图3所示（图中灰色部分表示断开）。

图3 C-MMC闭锁特性Fig.3 Blocking characteristics of C-MMC

根据电流方向不同，可以将子模块闭锁模式分为A型和B型。子模块电压USM、等效电阻CSM和等效电阻RSM分别由式（1）—（3）确定。闭锁子模块后，桥臂的工作状态有3种：模式A、模式B和模式C（断路）。当桥臂电流为正时，桥臂等效为N个处于闭锁模式A的子模块级联而成的电路；当桥臂电流为负时，桥臂等效为N个处于闭锁模式B的子模块级联而成的电路。利用级联模块电容提供的反电势和二极管单向导电特性性，可快速切断桥臂电流实现换流单元的闭锁。

1.3 组合式换流器的基本构成形式

提升MMC容量的传统手段主要依靠单纯增加子模块数量，尽管理论上子模块数量可无限增加，但随之而来的问题在于：存在大量I/O数据通信和交换，造成控制延时；电容电压平衡策略一般需要对子模块电容电压测量值进行排序，当子模块数目增加后排序所需的计算时间也会大幅增加；控制系统的采样频率需要很高才能识别电平变化；最大输送功率受制于换流变压器的容量，无法达到大容量的要求。

本文采用以C-MMC为基本换流单元BCU（Basic Converter Unit）进行串并联扩展构成组合式换流器的方法，以实现大容量高电压的要求。这样做的优势在于：每个换流单元内子模块个数可以保持在适量范围内，便于控制系统设计和数据通信；通过增加C-MMC单元串并联数目来完成电压容量扩展，便于模块化设计；充分利用C-MMC的闭锁特性，将大容量柔性直流扩展到架空线应用场合。

组合式换流器的单元扩展方式如图4所示，其具有4种基本形式：（1）由n个BCU串联构成，如图4（a）所示；（2）由 n 个 BCU 并联构成，如图4（b）所示；（3）由n个BCU串联组成支路，再由k条支路并联形成由n×k个BCU串并联结构，如图4（c）所示；（4）由n×k个BCU构成矩阵形式的网格结构，如图4（d）所示。第一种方案可实现较高的电压等级，直流线路电流较小，但基本单元投切时会影响整个串联单元回路。第二种方案利用并联方式可方便实现单元扩展，某单元投切时对其他部分影响甚微，但不容易实现高电压等级且输送功率较大时线路电流也较大。第三种方案采取先串后并方式，但串联支路中某单元动作时仍会影响整个支路。第四种方案单元连接方式是网格形式，容易扩展到大容量高电压等级，且单元投退对整个系统影响很小。

图4 组合式C-MMC单元扩展方式Fig.4 Unit patterns of combined C-MMC

2 单元投退控制策略和动作时序设计

2.1 换流单元投退分类

不失一般性，以2×2网格型组合式C-MMC为例，分析其基本的控制原则和单元投退后的运行模式。换流单元分别编号为①—④，如图5所示（图中未画出交流端口），该组合式换流器有2层：高位端和低位端。

图5 组合式C-MMC单元投退模式Fig.5 Unit on/off types of combined C-MMC

与传统单换流器的柔性直流系统不同，基于组合式换流器的柔性直流系统需要提供类似传统直流所具备的在线投退单元功能[23]。对于双端系统而言，有2种基本投退方式：同步投退，即两端换流器投退相同位置的换流单元；异步投退，即两端换流器投退的换流单元位置不同。两者基本原理一致，本文以同步投退方式进行分析。对于单端C-MMC而言，其有5种基本运行模式（见图5）：（a）正常运行；（b）1 个单元退出；（c）2 个高位端 （或低位端）单元退出；（d）1个高位端单元和1个低位端单元退出；（e）3个单元退出。为了使得运行损耗降低和防止换流单元稳态电流越限，在运行模式（b）下低位端的2个换流单元输送功率为高位端的换流单元的一半；其他控制模式下各单元平均分配输送功率，下同。

为实现交直流系统的单元正常投退和系统不间断运行，每个换流单元需要配置2个隔离开关，高位端（低位端）配置旁路开关（S1、S2），用于旁路相关单元。根据旁路开关是否动作，将单元投退情景分为2 类：并联类单元投退，如模式（a）＜-＞模式（b）、模式（b）＜-＞模式（d）、模式（c）＜-＞模式（e）；串联类单元投退，如模式（b）＜-＞模式（c）、模式（d）＜-＞模式（e）。其中符号＜-＞表示前后2种模式间相互转换。

并联类单元投退的典型特点是不会导致系统直流电压降低，无需旁路开关动作。其退出的基本流程：向直流系统两端待退出换流单元发出闭锁信号，封锁所有IGBT触发信号，利用二极管箝位作用，实现换流单元闭锁；跳开待换流单元交流断路器，打开直流输出两侧的隔离开关，彻底隔断交直流系统间的电气连接。

串联类单元投退的典型特点是必须利用旁路开关旁路待退出换流单元并提供直流电流的流动通道，单元退出后会导致系统直流电压下降。串联类单元投退的关键在于如何平稳地使原来通过待退出单元的直流电流转移到旁路开关上。如果不考虑采取措施，直接合上旁路开关，对于待退出单元而言则相当于发生了直流侧出口短路故障，而电容的放电过程会导致短路电流上升迅速[24-25]，可能导致旁路开关损坏。针对上述难点，本文提出了基于投旁通对的串联类单元投退控制策略，以一相作为旁通对同时闭锁剩余两相桥臂，实现了待投退单元的快速旁路。

2.2 投旁通对策略及闭锁等值电路分析

基于投旁通对的单元投退策略核心思想如图6所示，包括3个阶段：

a.阶段一，单元投退过程中旁通某一相（以c相为例）上、下桥臂，即桥臂内所有子模块处于旁通状态（该相即c相上、下桥臂称之为旁通对），同时闭锁另外两相（a、b相）的上、下桥臂，此时直流电流通过该旁通对维系直流功率的输送；

b.阶段二，旁路开关闭合，此时部分直流电流转移到旁路开关上；

c.阶段三，闭锁旁通对，则全部的直流电流转移到旁路开关上。

利用上述策略，可以实现直流电流顺利地转移到旁路开关上。从阶段一到阶段三，是基本单元退出的过程，反之，则是单元投入的过程。

图6 投旁通对策略示意Fig.6 Schematic diagram of bypass pair control strategy

此时交流系统馈入待投退C-MMC换流单元的潜在通路有3条，以上桥臂为例（如图7所示）：经待闭锁两相（a相和b相）上桥臂（或下桥臂）构成的路径①；经某一闭锁相（a相或b相）和旁通对（c相）上（或下）桥臂构成的路径②，且闭锁相桥臂电流为正；经某一闭锁相（a相或b相）和旁通对（c相）上（或下）桥臂构成的路径③，且闭锁相桥臂电流为负。保证待投退单元闭锁相桥臂内无电流流通的条件是上述3个回路内级联模块电容提供的反电势大于交流线电压幅值，最终利用二极管反向阻断特性完成闭锁，即：

图7 投旁通对后桥臂电容充电示意Fig.7 Schematic diagram of arm capacitor charging after switching on bypass pair

其中，Uvm为交流相电压峰值。

不考虑冗余，桥臂级联电容的额定电压UCN之和等于换流单元直流侧输出电压Ud[20]：

为防止系统进入过调制状态，电压调制比M不能超过 1[20]：

由于电容电压波动通常在5%以下，近似认为：

结合式（1）—（6），可知此时换流单元可分为 2种情景：当时，约束（4）—（6）恒成立，即上述3个潜在回路中无充电电流；当1 时，约束（4）、（5）恒成立而约束（6）不恒成立，即上述潜在回路①、②不存在，潜在回路③可能存在。在实际系统中M一般选取在0.8～0.95之间，故上述第二情景会出现。

根据上述分析，对于闭锁桥臂而言只可能存在2种运行状态，即闭锁模式B和断路模式C，而处于闭锁模式A的桥臂所提供的反电势已经大于交流侧线电压峰值，故闭锁模式A不会出现。当约束（10）满足时，桥臂处于闭锁模式B，否则处于断路状态。通过旁通对的电流包括2种成分：一种是整个系统的直流电流，另一种是闭锁桥臂的充电电流。根据组合方式，上桥臂存在4种交替出现的运行模式，分别如图8所示，类似地也可以分析下桥臂的充电情况。

其中，uxc为x相-c相间线电压。

在投旁通对期间，当桥臂无法提供足够的反电势使得充电回路阻断时（即约束（10）成立），交流系统将通过旁通对桥臂和闭锁桥臂构成的通路向闭锁桥臂的电容充电，此时待投退换流单元存在小部分充电功率。其余时间，因为处于闭锁模式的桥臂所提供的反电势大于交流侧线电压峰值，故此时待投退换流单元与交流系统的交换功率为零。

图8 投旁通对后桥臂运行模式示意Fig.8 Schematic diagram of arm operation mode after switching on bypass pair

为降低对电容充电程度，在单元投退时应降低换流变压器的档位，从而间接减少充电时间；同时子模块采用改进型的CDSM，即阻尼支路上串接阻尼电阻，可有效减少充电电流。

2.3 串联类单元投退控制策略和动作时序设计

利用2.2节所提出的投旁通对策略，分别设计串联类基本换流单元的退出和投入流程。

单元退出运行流程如下：

a.向两端待退出单元发出信号，投入相应的旁通对，系统进入半压运行，直流电流由旁通对承担；

b.闭合相应的旁路开关，部分直流电流转移到旁路开关上来；

c.向两端待退出换流单元发出闭锁信号，封锁所有IGBT触发信号，利用二极管箝位作用，实现闭锁，直流电流全部转移到旁路开关上；

d.跳开换流单元交流断路器，打开两端的隔离开关，彻底隔断交直流系统间的电气连接；

e.利用所配置的泄放电阻，以实现模块电容能量泄放，并可进行例行的检修等计划；

f.单元退出控制结束。

单元投入运行流程如下：

a.利用文献[26]所述的交流侧预充电策略，将待投入换流单元电容充电到额定状态，闭锁换流单元；

b.闭合待投入换流单元的直流隔离开关；

c.投入旁通对，其余桥臂仍保持闭锁状态，部分直流电流从旁路开关中转移到旁通对上；

d.打开旁路开关，直流电流全部转移到旁通对上；

e.解锁剩余2个桥臂，切换到正常运行模式（定功率或定直流电压），系统逐步恢复到额定运行状态；

f.单元投入控制结束。

3 仿真分析与验证

为验证上文所提出的单元投退控制策略的有效性，在电磁暂态软件PSCAD/EMTDC中搭建相应的仿真模型，主要的仿真参数如表1所示。

表1 算例系统的主回路参数Table 1 Main circuit parameters of simulation system

图9给出了串联类单元②退出运行的仿真结果。初始阶段，系统的输送功率为500 MW。1.0s控制系统向两端待退出单元发出信号，投入相应的旁通对同时闭锁剩余两相桥臂；直流电压降低，系统进入半压运行模式，系统输送的直流功率开始下降；因为系统结构发生突变，直流电流出现振荡现象，但是振荡分量衰减很快；电容电压在投旁通器件间歇性充电。20 ms后旁路开关闭合，直流电流由旁路开关和旁通对共同承担。40 ms后，待退出单元完全闭锁，直流电流全部转移到旁路开关上，系统输送功率维持在250 MW，退出换流单元的电容电压保持恒定。

图9 串联类单元退出运行仿真结果Fig.9 Simulative results of series-type unit switch-off

图10给出了串联类单元②投入运行的仿真结果，该过程实际上是单元退出的逆过程。初始阶段，系统的输送功率为250 MW；待投入单元已经预充电完成，处于闭锁状态。1.0 s控制系统向两端待投入单元发出信号，投入相应的旁通对同时维持剩余两相桥臂的闭锁状态，此时直流电流由旁路开关和旁通对共同承担。20 ms后旁路开关断开，直流电流全部转移到旁通对上。40 ms后，两端待投入单元解锁，控制模式切换到正常模式（定功率和定电压控制），由于直流网络出现突变，直流电流和功率出现暂时性的振荡，1.8 s后系统进入稳态运行。

图10 串联类单元投入运行仿真结果Fig.10 Simulative results of series-type unit switch-on

图11 投旁通对期间换流器充电和直流电流转移示意Fig.11 Schematic diagram of converter charging and DC transferring during bypass pair switch-on

图11给出了在投旁通对期间（单元退出）时，桥臂电流与旁路开关电流转移过程和电容电压充电示意。由图11（a）和（b）可看出，投旁通对期间桥臂电流非正，意味着闭锁桥臂只能处于充电模式B和断路模式，从而验证了上文的分析。由图11（a）—（c）可看出，旁通对的桥臂承担了直流电流延续的作用，维系了直流功率的输送。投旁通对的瞬间由于系统网络发生突变，直流电流出现振荡但衰减很快；旁路开关闭合后，分担了一部分直流电流成分；当旁通对闭锁后，直流电流全部转移到旁路开关上来。由图11（d）可以知道，旁通对投入期间，闭锁桥臂轮流处于充电模式和断路模式下，充电模式时电容电压逐步升高，但是由于阻尼电阻的作用，上升幅度很小。整个单元闭锁器件，桥臂电流下降到零，模块电容因为吸收能量电压略有上升，完全闭锁后电容电压保持恒定。

4 结语

基于C-MMC组合式换流器的双极结构形式的柔性直流系统最大优势在于能够实现直流故障自清理同时解决目前架空线大容量问题，运行方式灵活多样，但拓扑结构和控制系统相对复杂，如何实现换流单元正常在线投退是难点。本文重点对换流单元的投退过程和特性进行了分析，并设计了一套换流单元投切策略和设备动作配合时序，以保障换流单元投退时系统能稳定运行；特别地针对串联类换流单元投退，提出了一种基于投旁通对的控制策略，实现直流电流顺利地从换流单元转移到旁路开关。最后，在PSCAD/EMTDC中搭建相应仿真模型，对所设计控制策略进行分析验证。