一种低环流损耗的宽范围ZVS移相全桥变换器

陈　仲　汪　洋　李梦南

一种低环流损耗的宽范围ZVS移相全桥变换器

陈仲汪洋李梦南

（南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

传统移相全桥变换器广泛应用于中、大功率DC-DC变换场合，但掉电保持要求限制了它在正常工作时的占空比，增加了一次侧环流损耗。针对该问题，提出一种减小环流损耗的新型软开关全桥变换器。通过在一次侧引入辅助耦合电感和辅助电容，二次侧引入辅助绕组和辅助开关管，该变换器不仅一次侧环流损耗得到大大的降低，而且一次侧开关管在全负载范围内也能够实现零电压开关（ZVS），进一步提高了变换器的变换效率。文中阐述了该变换器的工作原理和特性分析，并通过一台120W/24V、开关频率为100kHz的原理样机验证了该变换器的优点。

零电压开关 全桥变换器 环流损耗 掉电保持时间

0　引言

目前传统的零电压开关（Zero Voltage Switching，ZVS）PWM移相全桥变换器在中功率以上的变换场合应用十分广泛［1-4］，主要得益于其简单的电路结构、可靠的工作特性和较高的功率密度。但该变换器也存在一些劣势，如软开关范围窄、二次侧占空比丢失及二次侧二极管的寄生振荡等。为了克服以上缺点，国内外学者近年来开展了一些深入的研究［3-6］。滞后臂并联LC网络的全桥变换器［3，4］，不仅拓宽了变换器的ZVS范围而且减少了二次侧占空比丢失，但辅助网络能量难以控制，在重载时其导通损耗较为严重。文献［5，6］提出了一些基于无源辅助网络的全桥变换器，该系列拓扑中辅助网络能量随负载可自适应变化且损耗小，寄生振荡抑制效果明显，同时开关管也能在全负载范围内实现ZVS。 此外，一次侧环流损耗也是传统变换器的一个严重问题。尤其在具有掉电保持要求和不间断电源的供电系统中，为了满足掉电时变换器在低输入电压下也能够调节输出电压，变压器匝比必须按照低输入电压设计，二次侧匝数取值较大，而二次侧较大的匝数又使得传统变换器在正常工作时引起一系列问题，如占空比小、环流阶段宽、输出纹波电流大和二次侧寄生振荡幅值大等。较宽的环流阶段会引起一次侧较大的环流损耗，如图1所示。为了解决一次侧环流损耗问题，已有一些改进的拓扑方法被提出［7-14］。文献［7］提出了频率调制方法，通过改变串联阻断电容的电压来调节输出电压，避免了一次侧环流损耗，但是该方案失去了移相全桥电路的特性，增加了控制电路的复杂性且磁性元件设计困难。文献［8］提出在二次侧功率回路中串接谐振升压电容来减少环流电流的方法，仅仅用一个无源元件使得环流损耗大大降低，但是同时也牺牲了变换器的软开关性能。文献［9］在此基础上进一步通过两个变压器的串联以提升功率管的软开关范围，但是串接电容来抑制环流损耗的方法使得变换器的实际应用范围受到限制。在传统变换器二次侧中引入钳位和恢复电路的方法也能很好地消除环流损耗［10-13］，但是滞后管失去了ZVS的特性，同时需要的额外器件也较多。文献［14］通过改变一次侧匝数使变换器工作在不同的模式，可减小一次侧环流损耗，一次侧开关管在宽范围内也实现了ZVS，但是一次侧需要增加两个功率管，并且滞后管在掉电模式时电流应力大。

图1　传统ZVS全桥变换器的主要波形Fig.1　Key waveforms of conventional full-bridge converter

本文提出一种减小环流损耗的ZVS全桥变换器。通过适时调节一、二次侧匝比，新型变换器在正常模式和掉电模式都几乎满占空比工作，不仅环流阶段持续时间短、环流损耗小，而且传统变换器的优势也被保持。同时一次侧加入辅助耦合电感和辅助电容使得变换器在全负载范围内都能实现ZVS。本文将详细分析该变换器的工作原理和特性，并通过构建一台120W/24V的原理样机，验证其有效性。

1　新型变换器拓扑及其等效电路

图2是本文提出的低环流损耗的宽范围ZVS移相全桥变换器拓扑结构，它在传统移相全桥变换器的基础上，将二次绕组以不同的匝比（分别为Ns1和Ns2）进行有机分割，通过整流二极管VDR3和VDR4构成了第二组整流电路，并通过一个辅助MOSFET管将两组整流电路进行输出并联，两者共用一组输出LC滤波电路，此外一次侧谐振电感被耦合电感La替代，同时辅助电容Ca将一次绕组按照中心抽头结构分成匝数相同的Np1和Np2。 图3a给出了在正常工作模式时的等效电路。移相门极驱动信号加在主功率管Q1～Q4上，辅助开关管Q5没有驱动信号，二次侧总的匝数为Ns1，变换器有效匝比n1=Np/Ns1，变换器工作在基于电压互补思想的传统变换器状态。在掉电保持模式，如图3b等效电路所示，一次侧功率管工作方式继续保持，但二次侧辅助管Q5施加了驱动信号，二次侧实际匝数由Ns1变为Ns1+Ns2，在掉电模式时匝比为n2=

图2　新型全桥变换器主电路Fig.2 Circuit diagram of new full-bridge converter

Np/（Ns1+Ns2）。因此与正常模式相比有更大的电压值被传递到二次侧，从而为在维持占空比不变的前提下调节输出电压创造了条件。根据以上耦合电感等效后的主电路结构（Lm为耦合电感的等效励磁电感）可以得到在稳态时的关系式

图3　正常和掉电工作时的等效电路Fig.3　Equivalent circuits in nominal state and hold-up time state

从上式进一步可以得到励磁电感电流im，一次侧桥臂电流ip1、ip2和负载电流io的关系

式中，ip=IoNs/2Np1=Io/n为负载电流折算到变压器一次侧的等效电流，n为变压器一次、二次侧匝比，n=Np/Ns。

从式（5）和式（6）可以看出，桥臂电流ip1、ip2由负载电流Io/n和励磁电流im两部分构成，负载电流部分由负载决定，励磁电流部分取决于励磁电感的伏秒积分，而且仅当调节输出电压改变移相时，励磁电流才发生变化。因为随着负载的逐渐减小，变换器逐渐进入断续模式，所以变换器在轻载时移相范围大。在图2所示电路中，移相范围随负载减少而逐渐增加，励磁电感Lm的伏秒积分逐渐增大，因此励磁电感伏秒积分与负载成反比，即负载越大，励磁电流越小，从而变换器能在全负载范围内实现ZVS。同时励磁电流无助于负载且环流时流过两个桥臂，因此会相应地产生环流损耗。但由于环流损耗能量与负载成反比，重载时比轻载时具有更少的环流能量，因此新型变换器能够以最小环流损耗来实现全负载范围内的ZVS。下面对新型变换器进行具体分析。

2　工作原理

图4和图5分别给出了正常模式和掉电模式下的关键波形。为了便于分析，先作如下假设：①变换器工作在稳定状态，所有开关管为理想器件，考虑其体二极管、寄生电容以及所有电感、电容均为理想元件；②辅助电容Ca和滤波电容Cf足够大，都可等效为恒压源；③C1=C2=C3=C4=Coss，VCa=Vin/2；④忽略耦合电感等效之后的漏感和隔离变压器的漏感。

图4　正常工作时新型全桥变换器主要波形Fig.4　Key waveforms of the proposed converter in nominal state

图5　掉电模式时新型全桥变换器主要波形Fig. 5 Key waveforms of the proposed converter in hold-up time state

在每个开关周期内，正常模式和掉电模式都可以分为两个对称的半周期，因此仅仅对第一个半周期进行详细的分析。

2.1正常工作模式

此时超前桥臂电流ip1、滞后桥臂电流ip2缓慢线性上升。

（2）开关模态2［t0～t1］，对应于图6b。t0时刻关断Q1，ip1=ip+Im/2，同时给C1充电，给C3放电，超前臂开关管易实现ZVS关断。

式中，Im是励磁电流的峰值。

从式（11）可以看出，由于在正常工作时新型变换器的匝比较传统变换器大，几乎工作在满占空比状态，因此环流时间很短，环流损耗大大降低。

（4）开关模态4［t2～t3］，对应于图6d。Q4关断后，ip2=ip（t）-im（t）/2，对C2和C4充放电，此过程励磁电流已反向且有助于该谐振过程。

图6　正常工作模式各开关模态的等效电路Fig.6　Equivalent circuits of each operation stage in nominal state

（5）开关模态5［t3～t4］，对应于图6e。t3时刻，VD2自然导通。此时桥臂电压VAB=-Vin，励磁电流达到负向最大值Im，一次电流ip线性下降，二次侧整流二极管VDR1和VDR2也迅速换流。

（6）开关模态6［t4～t5］，对应于图6f。t4时刻，ip下降到零且负向增加，至t5时刻一次侧开始向负载提供能量，VDR2流过全部负载电流。

2.2掉电工作模式

（1）开关模态1［t0时刻之前］，对应于图7a。开关管Q1和Q4导通，输入能量被传送到二次侧，整流二极管VDR3流过全部负载电流。此时二次侧匝数由Ns1变为Ns1+Ns2，此过程的二次侧输出电压和一次电流表达式为

图7　掉电模式各开关模态的等效电路Fig.7　Equivalent circuits of each operation stage in hold-up time state

从式（12）可以看到，该模式下传递到二次侧的电压更高，因此即使输入电压降低，新型变换器同样也能维持输出要求。此过程中占空比

从上式可见，与正常工作相比，由于变换器匝比变小，掉电模式的占空比有更宽的调节范围。

（2）开关模态2［t0～t1］，对应于图7b。t0时刻关断Q1，桥臂电流ip1几乎保持不变并对开关管结电容C1和C3进行充放电。VAB线性下降，VAC线性上升，二次侧整流二极管VDR3流过全部负载电流。t1时刻，C3的电压下降到零，二极管VD3导通。

（3）开关模态3［t1～t2］，对应于图7c。VD3导通后，就可以零电压开通Q3，此时二次侧由整流二极管VDR3和VDR1为负载续流。隔离变压器一次、二次电压为零，励磁电感Lm两端的电压为-Vin/2，励磁电流逐渐减小并反向增加。

（4）开关模态4［t2～t3］，对应于图7d。Q4关断后，开关管Q2和Q4的结电容C2和C4与漏感以谐振的方式进行充放电，二极管VDR3迅速关断，同时整流管VDR1和VDR2导通为负载续流。由于辅助励磁电流im的存在，滞后臂能够很好地获得ZVS 条件。

（5）开关模态5［t3～t4］，对应于图7e。t3时刻，C2的电压下降到零，此时励磁电流im反向达到最大值Im。该模态中二次侧VDR1和VDR2仍然同时导通，输入电压Vin直接加在漏感上，ip线性下降。t4时刻，ip下降到零。

（6）开关模态6［t4～t5］，对应于图7f。t4时刻之后，ip由正值过零且向负方向增加，二次侧整流二极管VDR1和VDR2导通为负载续流。在t5时刻一次电流ip反向增大到ip=-Io/n2，则VDR1关断，VDR2流过全部负载电流。此刻，由于隔离变压器建立了反向电压，致使二次电流迅速从整流管VDR2换流到VDR4，一次电流ip和桥臂中点电流ip1、ip2满足以下关系，该模态结束。

3　新型变换器的特性

3.1占空比

新型变换器根据不同工作模式，其输出电压有两种不同的表达式。尽管两种工作模式具有相同的占空比，但是匝比已经改变。在正常工作模式时，二次侧匝数为Ns1，输出电压

在掉电工作模式时，输入电压逐渐下降，辅助开关管开始加驱动信号，二次侧匝数由Ns1变为Ns1+

Ns2，输出电压表达式为

从式（16）和式（17）可看出，即使在相同的占空比下，随着输入电压的降低，新型变换器同样可以满足输出要求。由于在正常工作模式时，变换器工作在最大占空比，与传统变换器相比，新型变压器一次、二次侧匝比可以设计得更大（Np∶Ns1=20∶3）。传统变换器为了满足低输入要求，一次、二次侧匝比为16∶3。因此可以得到在正常工作模式时，新型变换器和传统变换器占空比和负载的关系曲线，如图8所示，可见在整个负载范围内，新型变换器的占空比均大于传统变换器，这一点有利于减少一次侧环流持续时间，同时也减小励磁电流环流损耗。从式（7）可知新型变换器一次电流比传统变换器小，进一步降低了环流损耗，提高变换器的效率。

图8　正常工作时占空比与负载电流的关系曲线Fig.8　Duty cycle versus load current in nominal state

3.2ZVS的条件

从关键波形可以看出，超前臂关断时，用于结电容充电的桥臂电流ip1=ip+Im/2，滞后臂关断时，用于结电容充电的桥臂电流ip2=ip+Im/2，因此，在新型变换器中，桥臂内开关管换流都是同样的电流幅值Io/n+Im/2，与传统变换器相比增加额外的辅助电流im，因此新型变换器更易实现ZVS。但是一方面用于Q1和Q3结电容充放电的能量来自输出滤波电感和耦合电感La的励磁电感，其中输出滤波电感能量与（Io/n）2成正比，励磁电感能量与Im2成正比。另一方面用于Q2和Q4结电容充放电的能量却来自漏感和耦合电感的励磁电感。因此，超前臂即使在没有励磁电感im的条件下，也能在较宽的输入电压和负载范围内实现ZVS。为了优化变换器的性能，减小占空比丢失和二次侧寄生振荡，一般期望漏感设计很小，则滞后臂实现ZVS主要依赖励磁电感的能量。为了使所有开关管在全输入和负载范围都能实现ZVS，必须满足

式中，Coss=C3=C4；Im是励磁电感的最大电流值。又由于励磁电感电流只在传统环流阶段从正向最大值变为负向最大值，因此可以得到

综合式（18）和式（19）可得

因此为了满足空载时实现ZVS（此时D=0），则

当新型变换器中耦合电感的等效励磁电感Lm与传统变换器中谐振电感Lr相同时，根据式（21）电感取值都为20μH，两种变换器滞后臂关断后结电容电压与负载的关系曲线如图9所示。在整个负载范围内，新型变换器滞后臂都实现ZVS，因此新型变换器的ZVS条件比传统变换器要宽，新型变换器在轻载时开关损耗小。

图9　滞后臂结电容电压与负载的关系Fig.9　Voltage across the parasitic capacitor of lagging-leg versus load current

3.3损耗

图10给出了100W时，新型变换器和传统变换器的损耗分析对比图。在正常工作时，新型变换器的匝比（20∶3）比传统变换器匝比（16∶3）大。满载时，一方面它使得新型变换器正常工作时接近满占空比，另一方面它使得新型变换器一次电流比传统变换器一次电流小，因此新型变换器不仅一次侧环流损耗得到有效的降低，而且变压器损耗也得到有效的减少。由于在满载时新型变换器和传统变换器一次侧开关管都能实现ZVS，开关管开通损耗和关断损耗都很小，但是新型变换器一次电流比传统变换器电流小，开关管导通损耗小，因此新型变换器的开关管损耗比传统变换器小，具体计算参考文献［15］。

图10　新型变换器和传统变换器的损耗分析对比Fig.10　Loss comparison between the conventional converter and the proposed converter

4　实验

为了验证该变换器的工作原理，在实验室完成了一台120W/24V的原理样机，正常工作模式时输入电压为185～200V，掉电模式时输入电压为150～185V。主要参数如下：主功率管Q1（VD1， C1）～Q4（VD4， C4）为IRFP460；辅助开关管Q5为IXFH- 42N20；主变压器选择EE42C磁心，匝比Np∶Ns1∶Ns2= 20∶3∶1；耦合电感励磁电感Lm=60μH，匝比为13∶13；辅助电容Ca=2.2μF；输出滤波电感Lf= 23μH；输出滤波电容Cf=600μF；开关频率为100kHz。实验时为了防止变压器饱和，在一次侧串联一个很小的隔直电容（4.4μF/250V）。

图11为正常工作模式（Vin=190V），传统变换器和新型变换器的vrect、ip和vAB实验波形。从实验波形可以看出，在正常工作模式时，与传统变换器相比，新型变换器不仅占空比大，一次电流小，环流时间短，而且二次侧整流电压的寄生振荡也得到了很好的抑制。这些优点有利于减小一次侧环流损耗，降低二次侧整流二极管的电压应力，从而提高变换器的效率。

图11　正常工作模式时的实验波形Fig.11　Experimental waveforms in nominal state

图12为掉电工作模式（Vin=160V），传统变换器和新型变换器的vrect、vAB实验波形。从波形可见，随着输入电压的降低，传统变换器通过增大占空比调节输出电压，而新型变换器则通过改变匝比和占空比调节输出电压。因此，即使在和正常模式相同占空比条件下，新型变换器也能满足输出要求。

图12 掉电工作模式时的实验波形Fig.12　Experimental waveforms in hold-up time state

图13为轻载、输入电压Vin=190V及Vin=160V时，一次侧开关管漏源电压vDS和驱动信号vGS的实验波形。从图13可以看出，由于加入了辅助网络，轻载时，新型变换器超前管和滞后管在不同的输入电压下都能很好地实现ZVS。

图13 1/3负载下的实验波形Fig.13　Experimental waveforms at light load

图14给出了新型变换器与传统全桥变换器（不加任何吸收电路）正常工作时的整机效率对比曲线。从图中可以看出，新型变换器在整个负载范围内有更高的变换效率。这是因为新型变换器轻载时一次侧开关管实现了ZVS，而重载时环流损耗小。

图14　整机变换效率Fig.14　Conversion effiiciency of the machine

5　结论

针对ZVS移相全桥变换器正常工作时存在严重的环流损耗和导通损耗，本文提出了一种新的拓扑方法，即变压器一次侧加入耦合电感和辅助电容，二次侧加入辅助绕组及辅助开关管。在正常工作时，新型变换器的主变压器一次、二次侧匝比大，而掉电工作时，变压器一次、二次侧匝比变小，从而保证即使在不改变占空比的条件下也能满足输出要求。由于辅助网络的引入，新拓扑不仅在宽输入范围内接近满占空比工作，一次侧环流损耗小，而且能在全负载范围内实现开关管的零电压开关。因此该变换器很适合高压且要求具有掉电保持的高效直直变换场合。实验结果验证了该变换器的优点。

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陈 仲 男，1975年生，博士，副教授，研究方向为电力电子理论与技术。

汪 洋 男，1987年生，硕士研究生，研究方向为软开关功率变换器。

Wide-Range Zero Voltage Switching Phase-Shifted Full-Bridge Converter with Low Circulation Loss

Chen Zhong Wang Yang Li Mengnan
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

A new high-efficient phase-shifted full-bridge （PSFB） converter is proposed in this paper. The conventional phase-shift full-bridge converter gains more attentions in medium or high power applications， because of its features high conversion efficiency and high power density. However， the hold-up-time requirement limits its operating duty ratio in normal state， and the conduction loss increases caused by circulating current. Therefore， by introducing the auxiliary coupled inductor and the storage capacitor at primary side， as well as the auxiliary winding and the auxiliary switching at secondary side， the proposed converter can not only achieve the ZVS operation in the full load range but also reduce the conduction loss. Finally， the operational principle and analysis of the proposed converter are presented and verified by the 120W/24V， 100kHz prototype.

Zero voltage switching， full bridge converter， circulation loss， hold up time

TM46

国家自然科学基金（51377078），台达环境与教育基金会《电力电子科教发展计划》（DREG2012002）和江苏省“六大人才高峰”（2014-JNHB024）资助项目。

2013-10-29 改稿日期 2014-11-05