一次绕组串并联调整的电流源输入型组合推挽变流器

陈 慧 吴新科 彭方正

（浙江大学电气工程学院 杭州 310027）

0 引言

随着化石燃料的开发枯竭，清洁能源和电力能源的开发愈发受到人们重视。燃料电池作为一种有前景的技术，具有不排放污染物质、效率高和设备噪声低的特点[1-4]。但是它的输出特性不同于其他普通电源：燃料电池组产生的直流电压随着负载改变有着比较宽的变化范围（2∶1），并且电压值不高（典型的 5～10kW 的系统电压小于 60V）[5,6]；另外，由于其输出功率的动态响应缓慢，纹波的大小会影响到燃料电池的寿命和工作效率[7]，故要求限制其输出的电流纹波的大小。在实际应用中，一般需要将燃料电池的低压输出升到一个较高的直流母线电压（对于国内 220V交流电网一般升至 400V），所以在燃料电池组后级需要跟随一级具有宽输入范围，低输入电流纹波的隔离升压DC-DC变流器。

电流源输入型推挽变流器是比较适合这种场合的拓扑结构，其变压器一次绕组电流小，只有一个开关管导通压降，对于输入电压低、电流大的应用场合较为适用[8]，输入端的电感使得输入电流连续且电流纹波较小，滤波器容易设计。图1为传统两相交错并联的电流源型输入推挽变流器，两相交错并联处理优化了功率分布，减小了输入电流纹波。

图1 传统两相电流源输入推挽变流器Fig.1 Schematic of conventional two-phase current-fed push-pull converter

然而，传统的电流源型推挽变流器由于占空比受到限制（D＞0.5），很难实现很宽的输入变化范围。文献[9,10]提出了一种Flyback型推挽拓扑，可以根据不同的输入电压范围工作于Buck或Boost模式。当占空比小时，通过增加的耦合电感来增加额外的充放电回路，从而增加变流器的增益范围。但是由于磁元件设计复杂，而且增加了体积，故一般用于中小功率场合。另外文献[11]提出了一种混合变流器，根据不同的输入电压范围，利用额外的开关管来实现电路拓扑结构的重构，从而实现阶梯式的电路增益。文献[12]提出了一种适用于高功率场合的多相交错并联推挽变流器，但是高增益需要很高的变压器匝比，带来较大的寄生参数和变压器漏感；另外输入电流断续，导致滤波器体积增大。

文献[13-17]提出了一系列串并联的整流结构，分别应用于半波整流、全波整流和倍波整流的电路拓扑。该结构通过增加二极管将两变压器二次绕组串联，实现在不同占空比下电路拓扑结构的串并联自动调整，从而拓宽了占空比，提高了电路的直流增益范围，实现了电路的优化设计。

根据文献[13-17]提出的组合思想和对偶原则。本文提出了一种新型两相电流源输入型推挽变流器，电路拓扑如图2所示。与之前提出的几种拓扑相比，提出的交错并联变流器具有以下优点：

图2 提出的变压器一次绕组串并联自调整的电流源输入推挽变流器Fig.2 Schematic of the proposed transformer primary series-parallel regulated current-fed push-pull converter

（1）变压器一次绕组可以根据占空比的变化自动调整串并联结构，扩展了变流器的直流增益，拓宽了电路的输入电压范围，使得该种拓扑更加适合宽范围的应用场合。

（2）由于交错并联的控制信号，输入电感的电流纹波大大减小。在相同纹波要求下，减小了输入电感值和体积。

1 工作机理分析

图2为本文提出的推挽电路的电路结构图。电路由两个推挽电路单元组成：第一相由Q1、Q4、T1、VD1、VD2、VD3和 VD4组成；第二相由 Q2、Q5、T2、VD5、VD6、VD7和 VD8组成。三个辅助开关Q3、Q6和 Q7实现结构上串并联的调整。Lin为输入电感，T1、T2为两个一次侧中心抽头的变压器。变压器二次侧采用全桥整流结构，两相并联。

分析假设电路工作在 CCM模式并且输出电容Co足够大，输出可近似为电压源，开关管和二极管为理想元件，不考虑寄生参数的影响，由于变压器为中心抽头结构，为了便于分析，在文中将其励磁电感等效见2所示，电压的正方向为同名端标注方向。同一相的两个开关管（Q1和Q4，Q2和 Q5）移相 180°，两相之间移相 90°，Q3、Q6和 Q7的开关时序由其他开关管和占空比的逻辑关系决定，即

式中，V0.5为与Q1同时开通的占空比为0.5的辅助逻辑同步信号。Q3、Q6相差180°，具体的驱动时序参见图3，其中Vgs为相应开关管的驱动信号，相关电压、电流的正方向如图2所示。根据相关的驱动时序，忽略死区时间，电路的稳态工作可以分成两种情况。

图3 两种情况下的主要波形Fig.3 Key waveforms of the proposed converter in two cases

1.1 第一种情况（D＜0.25）

这种情况下，输入电压Vin高于nVo，其中n为一、二次侧匝比（n=Np∶Ns）；Vo为输出电压。一个开关周期下的等效工作电路状态可以分作 4个模态，其主要波形和工作等效电路分别如图3a和图4所示。

图4 变流器在第一种情况下的等效电路Fig.4 Equivalent circuits of the proposed converter in case 1

（1）模态 1（t0～t1）：在t0时刻，开关Q1导通，其余开关管关断，能量一部分从输入端给输入电感充电，另一部分能量通过变压器T1传输给负载。此时变压器T1一次电压为nVo，所以输入电感电流在Vin-nVo的作用下线性增加。变压器 T2的励磁电感流过Q3的体二极管，同时由于Q1导通，T2被钳位至零电压，iLm2值保持不变。

（2）模态 2（t1～t2）：在t1时刻，Q1关断，Q3开通，将变压器T1、T2的一次侧串联，输入端和输入电感一起将能量通过变压器传到负载，Lin的电流在Vin-2nVo作用下线性下降。变压器T1、T2在nVo电压作用下，励磁电感电流线性变化。

（3）模态 3（t2～t3）：在t2时刻，Q3关断，Q2导通，能量通过变压器T2传递至负载。此时变压器T2一次电压为nVo，所以输入电感在Vin-nVo的作用下电流线性增加。变压器T1的励磁电感电流iLm1通过变压器耦合至另外一个绕组，通过Q4的体二极管导通，将T1的一次电压限制在nVo，所以励磁电感电流线性下降，本模态至t3时刻结束。

（4）模态 4（t3～t4）：在t3时刻，Q2关断，Q3开通，将变压器T1、T2的一次侧串联，此模态和模态 2相同。t4时刻以后，电路半个开关周期结束，后半个开关周期与前半个对称工作，此处不赘述。

根据输入电感电压在一个周期的伏秒平衡

可以求得第一种情况（D＜0.25）下的电路稳态增益。

1.2 第二种情况（D＞0.25）

当占空比大于0.25时，输入电压Vin＜nVo。主要波形和工作等效电路分别如图3b和图5所示。半个工作周期可以分为4个稳态工作模态。

（1）模态 1（t0～t1）：t0时刻，Q1、Q5和 Q7导通，输入电感直接在Vin的作用下充电，电流上升，变压器T1和T2一次电压被Q7钳位为零电压，励磁电感上的电流通过Q5、Q7回路续流。此时负载能量由输出电容提供。

（2）模态 2（t1～t2）：Q5、Q7在t1时刻关断，Q1继续导通。输入端的能量和存储在输入电感里的能量一起通过T1传递到负载。同时，T2的励磁电感iLm2流过 Q3的体二极管，由于 Q3导通，T2变压器一次电压被钳位至零。

（3）模态 3（t2～t3）：t2时刻，Q2、Q7开通，Vin直接给输入电感充电，该模态和模态1相似，到t3时刻，Q1、Q7关断，此模态结束。

（4）模态 4（t3～t4）：Q1、Q7在t3时刻关断，而Q2保持开通，此时变压器T2一次电压为nVo，输入电感在Vin-nVo的作用下电流线性下降。变压器T1的励磁电感iLm1耦合至T1的另外一个绕组，通过Q4的体二极管续流，将 T1一次电压限制在nVo。t4时刻后，半个工作周期结束，下半个工作周期与前半周期对称工作，可同理得。

图5 变流器在第二种情况下的等效电路Fig.5 Equivalent circuits of the proposed converter in case 2

根据输入电感电压在一个开关周期内的伏秒平衡

可以求得第二种情况（D＞0.25）下的电路稳态增益。

2 特性分析和设计

2.1 占空比和电压增益关系

根据上述分析，提出的串并联混合推挽变流器根据输入电压或者占空比的大小可以分为两个工作状态。根据式（2）和式（3）可得，在整个输入电压范围内电压增益可统一为

式中，n为变压器匝比，可以根据式（5）进行设计

式中，Np为变压器一次匝数；Ns为变压器二次匝数；Vin_min为最低输入电压；Dmax是最大占空比；VF为二极管正向导通压降。

由于两个工作模态在增益上和驱动逻辑上随着占空比的变化都是连续且统一的，所以在两个模态之间可以实现平滑切换。

将该拓扑与传统的推挽电路相比，该拓扑有着更加宽的增益范围。图6给出了该拓扑、传统电流型推挽电路和 Flyback型推挽电路[9,10]的归一化增益曲线，传统的两相电流型推挽电路的占空比受到拓扑结构的限制，范围比较窄（理论上 0.5＜D＜0.75），文献[9,10]提出的Flyback型推挽电路在一定程度拓展了电压增益。本文提出的拓扑由于两相交错，所以等效后的占空比为Deff=2D，在理论上可以达到0＜Deff＜1，有着更宽的增益范围。

图6 电路电压增益比较Fig.6 Comparison of the conversion gain

2.2 输入纹波电流比较

由于该拓扑有两种工作情况，所以应该对两种情况分别分析电感电流的纹波ΔIin，综合两种情况得

图7给出了本文提出的电路、传统推挽电路和Flyback型结构[9,10]的输入电感电流纹波的对比曲线，该图在输入电感Lin=30μH条件下得到的。传统的单相推挽电路的纹波较大；Flyback型推挽电路拓展了增益范围，但是不能有效减小整个工作范围内的输入纹波大小；两相交错并联的推挽电路由于交错并联控制，输入电流纹波比单相推挽拓扑的纹波减小一半以上；本文提出的混合型串并联推挽变流器的输入电感电流纹波远比其他电路小，这有助于减小输入滤波电感的损耗，减小输入滤波器的体积，适用于对输入电流纹波要求比较高的场合，如燃料电池。

图7 输入电感电流纹波比较Fig.7 Comparison of the input inductor current ripple

2.3 一次侧开关管和整流二极管电压应力

一次侧开关管的电压应力主要取决于输出电压和变压器匝比，式（7）～式（9）给出了变流器一次侧的开关管电压应力。由于提出的电路拓扑的增益范围比传统推挽电路大，在相同输入输出条件下，可以得到较小的匝比，故Q1、Q2、Q4和Q5的电压应力比传统推挽电路的应力低。

由于二次侧整流采用了全桥整流方式，且变压器二次侧没有输出滤波电感，故二极管的电压应力等于输出电压。

3 实验结果

根据前文所提出的新型一次侧串并联组合推挽变流器，设计研制了一台额定工作频率为100kHz，输入为20～75V，输出功率为500W（200V/2.5A）的样机。同时设计了一台相同频率、输入电压和输出功率的传统两相推挽变流器（见下表）作为参照对比。下表为变流器的主要元器件和参数。根据图6可选取合适的占空比范围来确定两个变压器的匝比，提出的变流器的匝比为传统两相推挽变流器匝比的一半；匝比的不同影响了开关管的应力；输入电感量的选取基于相同的输入电流纹波要求，根据图7可知在相同电感量下，提出的变流器输入电流纹波为传统两相拓扑的一半左右，所以样机中输入电感只需 30μH即可达到传统拓扑 60μH几乎相同的纹波要求。

表样机主要器件参数Tab.Key parameters of the prototypes

图8为电路一次侧开关管的驱动信号波形。图8a是在D＜0.25的情况下测得的Q1、Q2和Q3的驱动波形，Q4、Q5和 Q6此处不再给出，它们与Q1～Q3完全相同只是延时了半个开关周期。图8b是在D＞0.25的情况下测得的Q1、Q2和Q7的Vgs驱动信号，这种情况下Q3、Q6保持关断。

图8 一次侧驱动信号波形Fig.8 Drive signals in the primary side

图9 测量的Vgs驱动信号波形和Vab电压Fig.9 Measured drive signals Vgs and Vab voltage

图9所示为在不同工作情况下，输入电感非输入端的电压，即图2中的Vab。两个推挽电路的主管Q1、Q4的驱动信号同时给出，作为时序参考，由图可知在两种工作情况下的工作波形与理论分析相一致。

样机在不同输入电压范围和不同负载情况下的效率曲线如图10所示。图10a是在第一种情况下，输入电压为70V，占空比小于0.25时测得，图10b是在第二种情况下，输入电压为20V，占空比大于0.25时测得。同时，一个传统的两相推挽电路的效率曲线也同时给出作为比较，从整个输入电压范围来看，本文提出的混合推挽变流器比普通的两相推挽变流器效率提高2%～6%。这部分效率上的提高，主要是由于一次侧开关管损耗的减小。

图10 不同负载和输入电压情况下的实测效率曲线Fig.10 Measured efficiency under varied loads and different input voltages

4 结论

本文提出了一种变压器一次绕组根据占空比进行串并联结构调整的两相交错并联电流源输入型推挽变流器。该变流器中两相变压器的一次绕组可以根据输入电压的范围进行串联或并联的结构调整，在占空比小于0.25时串联，在大于0.25时并联，从而大大扩展了电路的电压增益范围；另外，交错并联的工作方式减小了输入电感的纹波，消除了两相均流的问题，简化了控制，优化了变压器的功率分布。根据对该变流器的工作原理分析，正文给出了实现宽输入电压范围、低输入电流纹波的设计方法。实验样机验证了理论分析的正确性。

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