高增益开关电容光伏微型逆变器

周哲，王萍，薛利坤，杨柳，王尉

(1．天津大学智能电网教育部重点实验室，天津300072; 2．国网智能电网研究院电力电子研究所，北京102200)

高增益开关电容光伏微型逆变器

周哲1，2，王萍1，薛利坤1，杨柳1，王尉1

(1．天津大学智能电网教育部重点实验室，天津300072; 2．国网智能电网研究院电力电子研究所，北京102200)

针对光伏组件输出电压较低的问题，提出了一种基于开关电容的光伏微型逆变器拓扑结构。该拓扑由一个高变比的直流升压环节和一个逆变环节组成。升压环节是将交错并联Boost电路和谐振式开关电容升压变换器级联在一起构成的，解决了Boost电路升压不足而开关电容变换器难以实现最大功率点跟踪(MPPT)的缺陷;新拓扑采用准谐振软开关，有效抑制了开关损耗;MPPT采用改进的多级变步长电导增量法，获得了很好的动态特性和稳态特性。仿真和实验均验证了新拓扑的可行性。搭建的110W实验平台，将30V直流电源提升到了334V，获得了良好的效果。

微型逆变器;开关电容;高增益;多级变步长电导增量法

1 引言

当前，能源危机和环境污染问题日益严重。在新兴经济体高速发展的带动下，全球能源的需求将在2011～2030年间上涨36%。因此，各国都在大力推进可再生能源的发展。预计在2030年，可再生能源将达到世界总能源结构的三分之一。其中太阳能具有储量丰富、低碳环保等优点，被认为是一种极具发展前景的新能源，其发电量将达到全球总量的10%。所以，光伏发电潜力巨大，它在能源领域中的战略地位举足轻重［1，2］。

近几年来，光伏微型逆变器以其独有的优势越来越受到关注。它是一种与单个光伏组件相连、可将光伏输出的直流电直接变换成符合并网条件交流电的逆变器，功率一般在50～300W之间。微型逆变器可以有效地防止局部阴影造成的功率损耗，通过简化布线来降低安装成本，此外，各个微型逆变器相互独立的架构也大大提高了系统的整体可靠性。

微型逆变器主要由升压环节和逆变环节两部分构成。升压环节实现了光伏电池的最大功率点跟踪，同时将电压提高便于直接逆变并网。逆变环节实现锁相控制和直流侧电压控制，将直流电逆变成交流电并入电网［3］。逆变环节采用全桥电路，其技术已经比较成熟，本文主要针对升压环节进行论述。目前很多常见的光伏电池输出电压仅为30V左右，单相并网所需直流侧电压理论上至少应为311V，因此实现高变比的升压环节成为了关键技术之一。本文引入了谐振式开关电容变换器，其升压比高，损耗小，但其调制能力有限，无法实现MPPT［4，5］。基于此，本文提出了将交错并联Boost电路与谐振式开关电容变换器级联在一起的新型拓扑，通过仿真和实验验证了该方案的可行性。

2 开关电容微型逆变器拓扑及其原理

本文所提出的开关电容光伏微型逆变器的拓扑如图1所示。升压环节先利用交错并联Boost电路实现最大功率点跟踪和电压的初步提升，然后经过谐振式开关电容变换器进一步抬升电压使其高于311V。逆变环节采用全桥逆变电路实现直流电的逆变并网和直流侧的稳压控制。由于交错并联Boost与开关电容变换器之间互相不影响，下面分别介绍这两个部分的工作原理。

图1 开关电容光伏微型逆变器拓扑Fig．1 Topology ofmicro-inverter

2.1 交错并联Boost电路

交错技术通常是将两个或两个以上的变换器通过并联或串联组合到一起，每个子变换器的开关控制在交错状态下［6］。本文中两个Boost电路并联，其具体电路如图2所示。

图2 交错并联Boost电路Fig．2 Interleaved Boost circuit

两个子变换器的控制信号相位相差180°，控制信号和电感电流的波形如图3所示。可以看出，两个开关Q1和Q2控制信号的占空比和周期相同，而且Q2的驱动波形要滞后半个周期。每个Boost电路的电流是断续的，但并联在一起之后形成了连续的电流且使电流纹波频率提高了一倍。此外，每个开关器件都是零电流开通，降低了开关损耗［7］。交错并联的两个Boost电路相互独立，每个子变换器与单独的Boost电路工作原理一致，这里不再赘述。

图3 交错Boost控制信号和电感电流波形Fig．3 Control signal and inductance currentwaveforms of interleaved Boost circuit

2.2 谐振式开关电容变换器

本文采用的谐振式开关电容变换器如图4所示，其理论上可以使输入电压提高4倍。同时，该变换器通过加入一个谐振电感，在特定的开关频率下，利用准谐振软开关有效抑制了开关损耗。在开关器件Q1或Q2任意一个开通时，由于谐振环的作用，开关器件实现了零电流开通的机制。在谐振电流达到最大峰值后逐渐降低至零，由于二极管的作用电流不会继续降到负值形成反向电流，使关断时电流为零从而实现了软开关，提高了系统的整体效率［8，9］。

图4 谐振式开关电容升压变换器Fig．4 Resonant SC step-up converter

谐振式开关电容变换器的每个工作周期可以分为4个模态，其开关器件的控制信号、流经开关管Q1、Q2和谐振电感的理想电流波形如图5所示。下面从理论上分析这4个模态。

图5 谐振式开关电容升压变换器的理想波形Fig．5 Idealwaveforms of resonant SC step-up converter

(1)模态1(t0～t1)

电路在模态1的具体工作情况如图6所示。t0时刻，Q2导通，Q1关断。Vi与D1a、C1a和Lr构成回路，t0时刻开始产生串联谐振，电流从零开始逐渐上升，并按照正弦规律变化，当电流值再次达到零时，由于D1a的阻碍，电流不能反向，此后维持为零。此外，C2a、D1b、C1b、Lr和Q2以及C2b、D1c、C1c、Lr和Q2也都产生相同的谐振现象。因此，在t0时刻，Q2实现零电流开通。电压泵升方面，Vi给C1a充电，C2a给C1b充电至2Vi，C2b给C1c充电至3Vi，C2c给负载供电。

图6 谐振式开关电容变换器模态1的等价电路Fig．6 Equivalent circuit of stage 1 of SC converter

(2)模态2(t1～t2)

电路在模态2的具体工作情况如图7所示。谐振在t1时刻停止，电感电流在此模态期间恒为零，两个开关管都处于关断状态。电容C2c给负载供电。

图7 谐振式开关电容变换器模态2的等价电路Fig．7 Equivalent circuit of stage 2 of SC converter

(3)模态3(t2～t3)

电路在模态3的具体工作情况如图8所示。t1时刻，Q1导通，Q2关断。Vi与D2a、C1a、C2a和Lr构成回路，t2时刻开始产生串联谐振，电流从零开始逐渐上升，并按照正弦规律变化，当电流值再次为零时，由于D2a的阻碍，电流不能反向，此后维持为零。此外，Vi、C1b、D2b、C2b、Lr、Q1串联构成类似的回路。Vi还通过Q1、Lr、C1c、D2c串联在一起产生谐振，向负载供电。因此，t2时刻Q2实现了零电流开通。电压泵升方面，Vi分别与C1a、C1b、C1c串联在一起，将C2a、C2b、C2c充电至2Vi、3Vi、4Vi。

图8 谐振式开关电容变换器模态3的等价电路Fig．8 Equivalent circuit of stage 3 of SC converter

(4)模态4(t3～t4)

电路在模态4的具体工作情况如图9所示。谐振在t3时刻停止，电感电流在此模态期间恒为零，两个开关管都处于关断状态。仅电容C2c再次给负载供电。

图9 谐振式开关电容变换器模态4的等价电路Fig．9 Equivalent circuit of stage 4 of SC converter

针对4个模态对电路进行状态分析，求得谐振电容电压和谐振电感电流如下。

模态1:

模态2:

模态3:

模态4:

式中，Vi为输入电压;vC1a、vC1b和vC1c分别为谐振电容C1a、C1b和C1c的电压，且三个电容的电容值均为C;，为谐振角频率，其中Lr为谐振电感值;，为谐振阻抗;Ts为开关周期;Io为输出电流;iL为谐振电感Lr的电流。

可以看出，该谐振式开关电容变换器可以实现从零负载到全负载范围内的软开关，但其相关参数的选择要满足以下两个条件才能保证变换器软开关的正常工作:①开关频率应小于谐振频率，开关动作应在谐振电流经正弦变化为零之后进行，本文取开关频率为谐振频率的0.9倍;②谐振电容的电压纹波应予以限定，本文取纹波的峰峰值为直流电压的30%，即:

3 系统总体控制策略

本文所设计的微型逆变器属于电流源型逆变器，通过全桥电路控制输出电流与电网电压同频同相，控制输出电流大小来保证直流侧电压的稳定。前级的交错并联Boost和开关电容DC-DC变换器根据所采集的光伏电池输出电压和电流改变工作状态，实现MPPT的同时保证将电压提高至311V以上。光伏并网微型逆变器的总体控制框图如图10所示。

图10 光伏并网微型逆变器的总体控制框图Fig．10 Control schematic of PV micro-inverter

本文的MPPT采用改进的多级变步长电导增量法，其程序框图如图11所示。当工作点十分接近最大功率点时，因为实际电路中存在电感电容元件，电路中的电压和电流值的纹波影响比较大，所以单纯依靠检测电压或电流值来对占空比D进行步长控制很容易出现错误判断。因此，本文通过功率检测，当|d P|小于ε时，控制使用小步长D1，保证了跟踪精度和稳态特性。当|d P/d V|大于另一阈值σ时，工作点距离最大功率点相对较远，系统根据工作点在恒流源区还是在恒压源区分别采用两种固定的大步长D2和D3，保证了系统快速追踪到距离最大功率点比较近的区域内。其他情况将根据A|d P/d V|的大小决定对应的步长值［10］，其中A为比例系数，本文仿真时取为4×10－5。

图11 多级变步长MPPT流程图Fig．11 Flowchart ofmultistage variable-step MPPT

4 仿真分析

系统整体的仿真模型如图12所示。PV为光伏电池模型，MPPT为多级变步长最大功率点跟踪算法模型，InterBoost为交错并联Boost模型，SC为谐振式开关电容DC-DC变换器模型，InterPWM为PWM控制信号输出模型，Loop为双闭环光伏并网控制算法模型，其内部的LCL滤波电路电感取2.5mH，电容取1μF。

图12 系统仿真模型Fig．12 Simulationmodel of system

系统的输出与220V交流电压源相并联来模拟本文开关电容光伏微型逆变器的并网接入，其并网电流波形如图13所示，可以看出并网电流与电网电压同步信号相位一致。

光伏电池的最大输出功率为191W，采用的多级变步长最大功率点跟踪算法能有效跟踪最佳工作点。光伏电池的输出功率如图14所示，初始阶段迅速上升并接近191W，之后平稳地维持在最大功率点附近。

图13 并网电流与电网电压同步信号仿真波形Fig．13 Simulation waveforms of voltage synchronous signal and current

图14 光伏电池的输出功率波形Fig．14 Output power of PV battery

5 实验结果

根据图1所示电路拓扑，制作了升压环节的硬件电路。其功率等级为110W，输入为30V的直流电源，输出侧接1kΩ电阻。前级交错并联Boost的PWM控制信号频率为30kHz，谐振式开关电容DCDC变换器的PWM控制信号频率为100kHz。驱动模块采用的是落木源电子技术有限公司生产的KD301H半桥驱动模块。各个硬件元件的具体参数如表1所示。

表1 升压环节硬件电路参数Tab．1 Parameters of step-up converter

谐振式开关电容DC-DC变换器的开关管处于准谐振软开关状态，谐振电感串联了一个0.1Ω的电阻用来测量电感电流。准谐振开关管的电压波形和电感的电流波形如图15所示，可以看出在MOSFET开通和关断时流过的电流趋近于零，有效减少了开关损耗。该电路输入电压为30V，在负载不变的情况下，如图16所示，经交错并联Boost后电压上升到88V，纹波为8V，再经开关电容变换器后，电压上升至334V，纹波为8V。电压增益高于11倍，输出值大于单相电网的电压最大值，满足逆变并网的要求。

图15 MOSFET软开关电流电压波形Fig．15 Current and voltage waveform of MOSFET

图16 两级直流输出电压波形Fig．16 Waveform of DC output voltage

6 结论

本文主要对光伏并网微型逆变器进行了研究，将谐振式开关电容变换器和交错并联Boost结合在一起构成了一种全新的高增益拓扑结构，本文详细分析了该拓扑的工作原理和控制策略，并应用了一种改进的多级变步长控制算法实现了最大功率点跟踪。最后通过仿真和实验验证了该方案的可行性。目前，本文所提出的高增益开关电容微型逆变器不具备过压、过流、孤岛检测等必要的保护功能，还需从硬件和软件两方面进行完善，更加贴近实际应用的要求。此外，该逆变器各环节的能量损耗还需进行全面的理论分析，优化参数设计方法以实现最佳效率，这些都有待后续工作进一步研究。

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High-gain photovoltaic m icro-inverter based on sw itched capacitor

ZHOU Zhe1，2，WANG Ping1，XUE Li-kun1，YANG Liu1，WANGWei1
(1．Key Laboratory of Smart Grid，Tianjin University，Tianjin 300072，China; 2．State Grid Smart Grid Research Institute，Beijing 102200，China)

This paper presents a photovoltaicmicro-inverter topology based on switched capacitor converter．The topology includes a high step-up converter and an inverter．The step-up converter combines interleaved Boost circuit with switched capacitor converter to solve the problem that SC converter fails to achieve themaximum power point tracking(MPPT)．And quasi-resonant soft-switching and multistage variable-step conductance incrementmethod are applied to improve efficiency．Simulationmodel of Matlab is built to prove the feasibility of thewhole topology．At last，110W hardware experiment of step-up converter is set up which enhances the 30V of DC power to 334V with the ripple voltage is 8V．

micro inverter;switched capacitor;high-gain;multistage incremental conductance algorithm

TM615

A

1003-3076(2015)06-0064-06

2014-03-25

高等学校博士学科点专项科研基金资助项目(2012003211007)、国家电网公司“千人计划”科技项目(5355DD130003)

周哲(1987-)，男，吉林籍，研发工程师，研究方向为SiC变流器、储能与新能源;王萍(1959-)，女，河北籍，教授，博士生导师，研究方向为开关电源、新能源。