基于双LCL谐振补偿的电动汽车无线充电系统特性分析与实验验证

刘 闯 郭 赢 葛树坤 蔡国伟 周 飞

(1.东北电力大学电气工程学院 吉林 1320122.国网智能电网研究院 北京 102200)



基于双LCL谐振补偿的电动汽车无线充电系统特性分析与实验验证

刘 闯1郭 赢1葛树坤1蔡国伟1周 飞2

(1.东北电力大学电气工程学院 吉林 1320122.国网智能电网研究院 北京 102200)

针对满足电动汽车车载无线充电要求的双LCL谐振补偿网络进行研究与分析。首先分析电动汽车无线充电的电磁耦合关系及4种基本谐振补偿网络特性；然后基于双LCL谐振补偿的工作特性，探讨分析在电动汽车无线充电发射端与接收端发生横向及纵向相对偏移时的工作特性；最后通过Ansoft，针对圆盘型电磁耦合结构进行三维有限元仿真，并搭建一个5.5 kW的双LCL谐振补偿实验系统，对在纵向距离200 mm(最大横向偏移120 mm)和无横向偏移(纵向距离150～250 mm)时的工作特性进行验证。该系统在纵向距离200 mm(无横向偏移)时，最大功率传输能力为5.5 kW，同时达到最大效率点95.37%。

电动汽车 无线充电 双LCL谐振补偿 单位功率因数

0 引言

近年来，随着能源危机以及环境问题日趋严重，混合动力汽车和纯电动汽车(Electric Vehicles，EVs)因其环保优势引起人们广泛关注[1]。EV充电包括有线充电和无线充电两种方式。目前，通常采用有线充电，即EVs通过导线与电网相连进行充电，充电功率从1 kW到19.8 kW。无线充电或无线供电(Wireless Power Transfer，WPT)通过高频磁场耦合透过空气隙将能量从车外发射端传递到车载接收端[2]。相对于有线充电，WPT有如下优势：

1)便捷：WPT系统可自动完成充电。当EV停靠在充电装置发射端上方时，EV开始自动充电，不需要人们手动连接充电线。

2)安全：WPT系统无有线充电时的金属接触，无插拔电线电弧现象及触电危险。有线充电电线放置在地面上易绊倒行人，特别是在公共停车场充电时。

3)环境适应性强：WPT系统发射端线圈安装于地下，接收端安装于EV底部，能够适应多种恶劣天气和环境，比如雨雪天气。

目前EVs无线充电装置基本采用感应式(Inductive Power Transfer，IPT)WPT，IPT系统通过发射端与接收端线圈的松散电磁耦合，将能量透过一定纵向空气距离(1～20 cm)从发射端传递到接收端[3]。要保证系统最大功率传输强度，期望发射端一直处于最大励磁状态，保持发射端线圈电流恒定。目前WPT系统中，接收端常采用并联谐振补偿网络，使得接收端反馈到发射端的功率中含有无功分量，且随负载的增大而增大，发射端与接收端的导线铜损和开关损耗都将增大。此外无功分量的大小随接收端与发射端的横向偏移变化而变化，不易控制[4]；同时接收端采用并联谐振时，还需要一个很大的续流电感，使成本增加。因此本文采用双LCL谐振补偿方式，该结构的优点是发射端与接收端都具有恒流特性以及单位功率因数；逆变器只需要提供负载和损耗的纯有功功率，便于实现逆变器的ZVS及整流器的ZCS，降低损耗，提高系统效率。

本文首先简单说明了EVs用WPT的基本组成及WPT系统中4种基本LC谐振补偿电路；然后基于双LCL谐振补偿电路，分析了发射端和接收端工作特性；最后根据理论分析设计实验装置参数，并通过Ansoft有限元分析和5.5 kW实验测试系统验证双LCL谐振补偿WPT纵向和横向偏移时的工作特性：系统发射端恒流特性和单位功率因数；接收端单位功率因数以及确定位置时的恒流特性；谐振补偿结构中各原件电压电流随负载变化的趋势和横向与纵向偏移时系统输出功率以及效率变化。

1 电动汽车无线充电的系统结构及谐振补偿

1.1 典型的EVs用WPT系统结构

典型的EVs 用WPT系统结构如图1所示。首先通过AC-DC变换器将电网的交流电整流到直流；然后通过DC-AC逆变电路将直流逆变成高频(10～150 kHz)的方波交流电，经过发射端谐振补偿电路，发射端线圈中产生恒定的励磁电流，接收端线圈通过感应发射端线圈形成的高频强磁场得到感应电动势(AC)；最后，通过AC-DC整流器给EV电池充电[5]。

图1 典型的EV用WPT系统Fig.1 Typical WPT system for EV charging

1.2 谐振补偿网络分析

在WPT系统中，发射端与接收端线圈之间属于松弛耦合，漏感较大，耦合率低，耦合率K可定义为

(1)

式中：L1和L2分别为发射端和接收端线圈自感；M为发射端与接收端互感。所以WPT系统需要通过谐振补偿电路降低伏安容量以及提高功率传输能力[6，7]。早期，IPT系统中只在一侧设置谐振补偿电路[8]，但EV用WPT系统中，耦合率一般在0.2左右，在两侧分别补偿能够提升传输能力。根据谐振电容与线圈连接方式的不同可分为4种基本补偿电路，即串联串联(Series-Series，SS)、串联并联(Series-Parallel，SP)、并联串联(Parallel-Series，PS)、并联并联(Parallel Parallel，PP)[9，10]，如图2所示。

图2 4种基本补偿电路Fig.2 Four basic compensation topologies

发射端串联补偿时，发射端线圈可直接与电压源连接，并联补偿时，电压后端需要串联电感将电压源转换成电流源，再与发射端线圈连接。当发射端线圈电流恒定，接收端并联补偿时输出可近似看成电压源，接收端串联补偿时输出可近似看成电流源。为了降低伏安容量及系统损耗，实现变换器软开关即ZVS或ZCS，需要通过谐振补偿电路的作用，使逆变器输出电压与电流同相位，即电源部分只需提供纯有功功率。因此，在逆变器开关频率下，需要保证逆变器输出电流与电压无相角差，即零相位角(Zero-Phase-Angle，ZPA)[11]。

表1 发射端谐振补偿电容Tab.1 Primary resonant compensation capacitance

WPT系统中发射端通常采用LCL谐振补偿电路，在谐振频率下，发射端线圈表现出恒流特性，不随负载和耦合率的变化而变化，发射端时刻工作在最大激磁状态；接收端通常采用并联谐振网络[13，14]。但是，接收端采用并联谐振网络时，线圈中含有无功分量，且此无功分量会随负载、横向和纵向偏移的变化而变化，并通过互感反馈到发射端。为了解决接收端并联补偿的这些问题，奥克兰大学提出了一种单位功率因数接收端[15]，在接收端也采用LCL谐振补偿结构，实现接收端的恒流输出与单位功率因数。所以，采用双LCL谐振补偿的设计，WPT系统发射端线圈电流保持恒定，发射端将时刻处于最大励磁状态；接收端采用LCL谐振补偿结构时，能够实现恒定的电流输出与单位功率因数，发射端逆变器只需提供纯有功功率，便于实现逆变器ZVS及整流器ZCS、系统损耗小、效率高，详细分析过程将在第3部分说明。

2 基于双LCL补偿的WPT工作特性分析

基于双LCL谐振补偿的WPT系统拓扑结构如图3所示，其中Lp、C1、C1s、L1构成发射端LCL谐振补偿电路；Ls、C2、C2s、L2构成接收端LCL谐振补偿电路；M为发射端与接收端互感。

图3 双LCL 补偿WPT系统原理图Fig.3 Schematic diagram of double LCL network based WPT system

2.1 发射端LCL等效网络特性分析

发射端LCL等效网络电路如图4所示，其中Rr为接收端反馈电阻，C1s用来补偿一部分发射端线圈自感L1，来增大发射端线圈上的恒定电流，提高励磁强度[16]。同时定义谐振频率ω0和经过C1s补偿后的发射端线圈自感L1为L

(2)

图4 发射端LCL等效网络电路Fig.4 LCL equivalent network circuit of transmitting terminal

开关频率ω与谐振频率ω0的归一化值ωn=ω/ω0，发射端品质因数Q1=ω0Lp/Rr，L和Lp的比例λ=L/Lp。

电压增益和发射端线圈电流分别为

(3)

(4)

发射端输入阻抗为

(5)

设逆变器的输出电压Ui初相角为0°，逆变器输出电流即流过电感Lp的电流为

(6)

(7)

则逆变器输出电流电压相角差可表示为

φ|ωn=1=arctan[Q1(λ-1)]

(8)

其大小与λ的关系为

φ|ωn=1=0λ=1
φ|ωn=1<0λ<1
φ|ωn=1>0λ>1

(9)

为了实现逆变器开关管的ZVS，逆变器输出电流相位要略滞后于电压相位，使λ略小于1即可实现逆变器开关管的ZVS。

2.2 接收端LCL等效网络特性分析

接收端LCL等效网络电路如图5所示，与发射端LCL谐振电路类似，C2与经过C2s补偿后的接收端线圈自感L2和电感Ls在开关频率ω=ω0下分别谐振，定义经过C2s补偿后的接收端线圈自感L2为L′，电感Ls的电抗值为X

L′=jωL2+1/jωC2s
X=ωLs

(10)

可得1-ω2LsC2=0，1-ω2L′C2=0，所以

X=ωLs=1/ωC1=ωL′

(11)

图5中Vo是接收端线圈的感应电动势[15]，Vo=jωMI1。

图5 接收端LCL等效网络电路Fig.5 LCL equivalent network circuit of receiving terminal

接收端输入阻抗为

Z2=jωL2+1/jωC2s+1/jωC2//(jωLs+R)

(12)

根据接收端LCL谐振补偿工作条件以及式(10)和式(11)，式(12)简化为式(13)

(13)

接收端输入阻抗Z2为纯阻性。反馈到发射端的阻抗为

(14)

当EVs接收端与发射端有横向偏移时，互感M大小改变，反射阻抗只是改变大小，仍保持纯阻性，不会产生无功分量。

与接收端线圈自感L2串联谐振的电容C2s，减小了电抗X，增大了接收端短路电流，提高了功率传输能力[15]，且电流增益与负载无关，定义为QI，QI=C2/C2s+1=L2/Ls，同时发射端的总品质因数Q2可定义为

(15)

式中QV为电压增益，定义为负载电压与电路开路电压的比率，QV=R/X。通过调节谐振网络参数，可调节QI和QV，进而满足不同的负载要求，且两者可独立调节。负载电压与电流为

(16)

负载电压随负载电阻的增大而增大，但用于EVs电池充电时会受到电池端电压的钳制，发射端输出电流恒定，适合EV车载电池充电。

3 双LCL补偿谐振网络设计分析

3.1 基于Ansoft的发射端与接收端设计验证

WPT系统的发射端与接收端采用常见的圆盘型设计，EVs车载接收端的大小受汽车底盘大小的限制，另外为满足电磁安全标准，实际中接收端圆盘需要做的更小，一般不能超过1 m2[17]。本实验系统采用了一个直径600 mm的圆盘方案，实验装置和其Ansoft三维模型如图6所示，磁心长度、位置及线圈的内外半径遵循文献[17]的优化方案。每个长条磁心都是由9个 TDG公司I79/24/4 mm型磁心组成，三层叠加后连接在一起，线圈绕线采用2路13匝直径4 mm的1050股的AWG38高频线并联方式。

图6 实验圆盘结构和其三维模型Fig.6 Experimental circular pad structure and 3-D model

WPT系统最大传输功率为

(17)

式中：IS为接收端短路电流；PSU为接收端补偿之前的伏安功率[18]。

在该实验系统中，发射端线圈电流限制在40 A，开关频率设定在30 kHz，接收端品质因数限制在6[19]，这些参数能很好地适应现有的元件技术。一般汽车底盘与地面的距离约为20 cm，本设计也设定发射端线圈与接收端线圈之间的纵向距离为20 cm。基于以上参数条件，通过Ansoft软件对磁通密度(沿通过磁心的直径切面)进行仿真分析，如图7所示。

图7 磁通密度Fig.7 Magnetic flux density

发射端激励频率为30 kHz、有效值为40 A时，最大磁通密度为115 mT，而磁心理论最高磁通密度为300 mT，能够满足设计需求。如果减小磁心厚度，易发生磁饱和，因此为防止磁饱和降低磁滞损耗，选用3层磁心即12 mm厚。

发射端与接收端的横向和纵向偏移会引起互感的变化，通过实际测量与Ansoft有限元仿真进行对比发现，误差在5%以内，实验结果如图8所示。图中L11、L22、L12和K分别是实测发射端线圈自感、接收端线圈自感、两线圈互感和耦合率，L11-F、L22-F、L12-F和K-F分别是通过Ansoft仿真得到的发射端线圈自感、接收端线圈自感、两线圈互感和耦合率。

图8 横向/纵向偏移时参数变化Fig.8 Parameters’ variation for horizontal/vertical misalignment

由图8分析可知，随着横向偏移的增大，互感值和耦合率逐渐降低，横向偏移达到120 mm时，互感M降低到无横向偏移时的70%，由式(17)可知，传输功率会降低到50%。随着纵向距离的增大，线圈自感降低很少，可近似认为不变，但互感和耦合率逐渐降低，纵向偏移250 mm时，互感降低为15.7 μH，耦合率降低为0.13。

3.2 双LCL谐振补偿网络设计

结合对双LCL拓扑结构的分析，并根据实验室现有元件搭建实验系统，确定系统各元件参数，见表2，实验装置结构如图9所示。

表2 发射端/接收端实验参数Tab.2 Experimental parameters of transmitting/receiving terminal

图9 WPT实验装置Fig.9 WPT experimental setup

4 工作特性实验分析

4.1 横向特性分析

逆变器工作在谐振频率，发射端与接收端之间间隔200 mm空气隙(下同)，无横向偏移时，逆变器输出端电压电流波形如图10所示。可看出，逆变器输出电流相位略滞后于逆变器输出电压，逆变器开关管可实现ZVS。由于逆变器输出电流相位滞后于逆变器输出电压很小，可近似认为逆变器输出电流电压同相位，即实现了ZPA，逆变器只需提供有功功率，根据第3部分的理论分析可得出，接收端反馈到发射端的阻抗基本为纯阻性，即接收端为单位功率因数，与理论分析一致。

图10 逆变器输出端电压电流波形Fig.10 The current and voltage experimental waveforms of the inverter

图11 不同情况下L1和Ls实测电流Fig.11 The experimental current of L1 and Ls under different condition

图11a为在无横向偏移时，发射端线圈电流和接收端Ls输出电流随负载变化的趋势。可看出，发射端线圈和接收端输出电流基本保持恒流特性，分别为39 A、16 A。图11 b为发射端线圈电流和接收端Ls输出电流随横向偏移变化的趋势。可看出，发射端线圈电流仍基本保持恒流特性为39 A，发射端时刻处于最大励磁状态，接收端输出电流随横向偏移的增大逐渐减小，这是因为随横向偏移的增大，系统互感减小，接收端感应电动势降低，与第3部分分析一致。

由图11可看出发射端线圈电流不随负载以及横向偏移的变化而变化，均为39 A，即发射端线圈电流时刻保持在39 A，系统发射端时刻处于最大励磁状态；接收端输出电流在接收端与发射端相对位置确定时也保持恒定，但接收端输出电流会随横向偏移的增大而减小。

图12为系统无横向偏移时，发射端和接收端LCL谐振补偿结构中各元件电压电流随负载增大的变化趋势图。随着负载功率的增大，发射端线圈L1与电容C1s接收端电感Ls电压电流保持不变，其他元件电压电流均有增大趋势。发射端与接收端中两个线圈L1和L2两端电压最高，但均低于1 kV，满足安全要求[5，7，12]；流过两个并联电容C1和C1s的电流分别最大，应根据电压电流能力选择适合的电容。

图12 负载变化时无源元件电压与电流有效值变化趋势Fig.12 The voltage and current change trend of the passive components with the load change

图13为无横向偏移时，输出功率及效率随负载变化趋势图，无横向偏移时，随着负载的减小，系统效率逐渐降低。图14为某些特定位置系统输入输出功率，其中图14a为无横向偏移时系统输入输出功率，系统效率为95.37%。图15为横向偏移变化时，系统最大传输功率及效率变化图，横向偏移增大时，系统最大功率传输能力随之降低，且效率也减小，偏移达到120 mm时，输出功率降低到2.91 kW，效率降低到90.13%，如图14b所示。

图13 无横向偏移时输出功率和效率随负载变化Fig.13 Output power and efficiency under different load conditions with no horizontal misalignment

图14 不同位置系统输入输出功率Fig.14 Input and output power at different positions

图15 R=32 Ω时输出功率和效率随横向偏移变化Fig.15 Output power and efficiency with different horizontal misalignment at R=32 Ω

4.2 纵向特性分析

图16为发射端与接收端纵向距离变化时，负载功率与效率的实测变化趋势。根据图10，随发射端与接收端纵向距离的增大，系统耦合率逐渐降低，由式(17)可知系统功率传输能力随之减小，与图16中测试结果一致。纵向距离150 mm时，由于实验条件的限制，负载功率只测试到7.26 kW，并未达到满载，效率为95.45%，如图14c所示；纵向距离250 mm时，负载功率为2.3 kW，效率为91%。

图16 输出功率和效率随纵向偏移变化趋势Fig.16 Output power and efficiency with different vertical misalignment

5 结论

本文针对满足EVs用WPT要求的双LCL谐振补偿网络，详细分析了发射端和接收端的工作原理和特性，实现了发射端始终处于最大励磁状态以及接收端单位功率因数的特性，系统电源只需提供有功功率，损耗小、效率高。最后通过Ansoft仿真和实验，验证了基于双LCL谐振补偿WPT系统横向和纵向偏移时的工作特性。在纵向距离200 mm(无横向偏移)时最大功率传输能力为5.5 kW，同时达到最大效率点95.37%。

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Characteristics Analysis and Experimental Verification of the Double LCL Resonant Compensation Network for Electrical Vehicles Wireless Power Transfer

LiuChuang1GuoYing1GeShukun1CaiGuowei1ZhouFei2

(1.Northeast Dianli University Electrical Engineering College Jilin 132012 China 2.China Smart Grid Research Institute Beijing 102200 China)

This paper presents the study and analysis of the wireless power transfer (WPT) system for electric vehicles (EVs) based on the double-LCL resonant network.The electromagnetic coupling relationship for the EVs WPT system and the features of four basic compensation networks are analyzed firstly.Then the characteristics of the transmitting and receiving terminals with the double-LCL resonant network for the EVs WPT system are discussed in detail under the horizontal or vertical misalignment conditions.Finally,the 3-D finite element analysis package Ansoft is utilized to verify the network.A 5.5 kW experimental system with circular pads is set up.Two conditions are discussed,i.e.200 mm air gap with 120 mm horizontal misalignment at most and no horizontal misalignment with air gaps ranging from 150 to 250 mm.Under the condition of 200 mm gap without horizontal misalignment,the experimental system can transfer the maximum power about 5.5 kW with the highest efficiency of 95.37%.

Electric vehicle,wireless power transfer,double-LCL resonant,unity-power-factor

国家自然科学基金(51307021)、吉林省自然科学基金(20140101076JC)和吉林省教育厅技术研究项目(2015238)资助。

2014-12-15 改稿日期2015-05-28

TM315

刘 闯 男，1985年生，博士，副教授，研究方向为电力电子功率变换与空间无线电力传输技术等。(通信作者)

郭 赢 男，1990年生，硕士研究生，研究方向为空间无线电力传输技术等。