一种采用最小电压与最大电流跟踪的IPT系统动态调谐方法

麦瑞坤 陆立文 李 勇 何正友

(西南交通大学电气工程学院 成都 610031)



一种采用最小电压与最大电流跟踪的IPT系统动态调谐方法

麦瑞坤 陆立文 李 勇 何正友

(西南交通大学电气工程学院 成都 610031)

为解决感应电能传输(IPT)系统谐振频率漂移问题，在系统固定工作频率下，分别在发送端与接收端回路加入相控电感电容并联电路；实时检测DC-DC变换器输出直流电压传送给发送端控制器，控制器根据最小电压原则调节发送端回路的等效输出补偿电容值；同时，实时检测接收端线圈电流传送给接收端控制器，控制器根据最大电流原则调节接收端回路的等效输出补偿电容值，最终使得整个IPT系统处于谐振状态。实验结果表明，所提方法有效实现了动态调谐，降低了电源所需容量，提高了系统的传输效率和功率。

感应电能传输 动态调谐 最大电流 最小电压

0 引言

感应电能传输(Inductive Power Transfer，IPT)技术以其较强的环境亲和力、安全性、可靠性、便捷性以及灵活性等优点，逐渐成为电气工程领域研究中的热点之一[1-3]。图1为一种典型的IPT系统电路拓扑，主要由发送端、接收端和松耦合变压器3部分组成。发送端电路将输入的工频交流电变换后，注入高频的交流电到发送端线圈中，高频的交流电经过松耦合变压器，以非接触的方式将电能传输到接收端电路，进而给负载供电[4-8]。发送端线圈Ls上的电流值反馈给控制器，控制器根据电流反馈值与设定电流值比较，控制DC-DC变换器输出直流电压，实现发送端线圈电流恒定[9]。同时，为了保证IPT系统功率的有效传输，在发送端与接收端回路中分别串联电容，补偿线圈的感抗。

图1 IPT系统框图Fig.1 The block diagram of IPT system

静态电容谐振补偿过后，由于系统运行工况的改变或外界环境变化等因素，线圈的感抗和电路阻抗也发生变化，且线圈的感抗和电路阻抗的变化量难以在系统运行过程中实时测量，再加上负载随机性的特点，导致IPT系统谐振频率发生漂移[4]。为了解决IPT系统谐振频率漂移问题，使系统重新获得谐振，需要采取动态调谐的策略。现有的动态调谐的策略主要有基于阻抗测量而改变投切电容数量的方法[10]，或加入静态无功补偿的装置[11]，对IPT系统进行动态调谐。然而，在线圈感抗和电路阻抗的变化量难以在系统运行过程中实时测量的现实情况下，原有基于阻抗测量的谐振补偿方法失效，进而导致发送端与接收端的谐振频率发生变化，使系统处于非谐振状态。

本文为解决IPT系统谐振频率漂移问题，在系统固定工作频率下，提出一种不直接测量系统阻抗的动态调谐策略，达到对IPT系统双端动态调谐的目的。最后，以一个初始状态非谐振的IPT系统为实验对象，验证了动态调谐前后，算法的可行性。实验结果表明，同等功率需求下，动态调谐后，IPT系统对电源容量的需求减小，传输功率和效率均有所提高。

1 串串谐振补偿拓扑结构性能分析

为了提高IPT系统传输功率和效率，减小发送端电路开关器件的电压和电流应力，通常对发送端和接收端回路进行串联或并联补偿，其补偿拓扑结构分别为串串补偿(SS)、串并补偿(SP)、并串补偿(PS)和并并补偿(PP)。其中，SS补偿拓扑结构简单、传输功率大、发送端回路补偿不受负载影响，因此选择SS拓扑对系统两端进行补偿，如图1所示。图中Ls和Lr分别为发送端与接收端线圈的等效电感(下标s代表发送端，下标r代表接收端)，电容Cs和Cr为加入的SS补偿电容[12]，ZL为系统工作频率下负载阻抗值，uin为发送端逆变器输出电压，is和ir分别为发送端与接收端线圈的电流值，M为互感。系统工作频率下发送端与接收端线圈的电阻值，相对于系统回路中的感抗与容抗值，其大小可忽略不计。

根据标准互感耦合模型以及发送端与接收端回路的KVL方程可求得两回路的电流分别为[8]

(1)

(2)

式中Zs和Zr分别为发送端与接收端回路的自阻抗，Ω。

(3)

(4)

式中Re(Zsr)为接收端电路耦合到发送端电路的阻抗实部，为定值，Ω。接收端电路完全谐振时，接收端电路的等效阻抗Zreq的虚部为零，Zreq模值达到最小，接收线圈感应电压ur大小一定的条件下，电流ir的值达到最大。

配置电容Cs和Cr的值，使得发送端与接收端电路都在系统额定角频率ω下自身谐振，则两回路自身都呈纯阻性；谐振状态时，发送端回路与接收端回路的等效阻抗的虚部都为零，即Im(Zseq)=Im(Zreq)=0，只剩下阻抗实部，则Zseq和Zreq的值达到最小。然而，在IPT系统实际运行过程中，负载的随机性变化[15]或系统中不可测量参数的变化(系统工作时，接收端线圈等效成电压源和电感，其电感值难以测量)导致IPT系统的谐振频率发生漂移。为了使系统恢复谐振状态，补偿电容Cs和Cr的值需要随电路所需补偿量改变而改变；在静态电容的基础上，加上相控电感电路，使得电容值连续可调。

2 相控电感电容并联电路

2.1 相控电感电容并联电路阻抗特性分析

为使补偿电容值连续可调，采用图2所示的相控电感电容并联电路，通过控制开关器件的通断，使并联电路两端输出的等效阻抗可从容性到感性之间连续调节。两个反相串联的场效应晶体管VT1和VT2，再与电感LT串联组成相控电感[16]。令并联电路两端的电压uT=UTsin(ωt)， 则电感支路电压电流波形如图3所示。VT1和VT2触发信号相同，触发延迟角范围为0.5π<α<π，同时触发信号关于电压过零点对称，导通角度均为π-α；电感支路导通时刻对应的电流波形为iT，则场效应晶体管导通期间电感支路的电流方程为

(5)

ωt=α+kπ,k=0,1,2,…

(6)

解方程(5)得电感支路的电流为

(7)

iT的基波分量幅值为

(8)

电感支路等效电感值为

(9)

则相控电感电容并联电路等效的阻抗为

(10)

式中：LT为电感值，μH；CT为电容值，μF；α为VT1和VT2两个反相串联的场效应晶体管当前触发延迟角值。根据式(10)绘出相控电感电容并联电路等效阻抗Z与当前触发延迟角α的关系图，如图4所示，其中绘图参数为LT=28.69 μH，CT=1.328 μF，ω=40 000π。可看出在一定范围内改变双向晶闸管当前触发延迟角α的大小，相控电感电容并联电路等效的阻抗值可在容性和感性之间调节。

图2 相控电感电容并联电路

图3 电感支路电压电流波形

图4 等效阻抗Z与当前触发角α的关系曲线

2.2 电感电容参数选择

IPT系统动态调谐应用中，需要补偿的分量主要为感性无功。具体选取电感电容值步骤为：首先使用电感表测出需要补偿的电感值为Lcum，考虑到系统回路阻抗运行过程中参数可能变化的范围(假定为β%的变化范围)，则需要补偿的电感值范围为(Lcum(1-β%)，Lcum(1+β%))， 则对应的感抗为(jωLcum(1-β%)， jωLcum(1+β%))； 根据感抗变化范围的最小值jωLcum(1-β%)， 由式(11)计算出初始补偿电容的最大值CTmax。

(11)

为了防止相控电感电容并联电路内部谐振，电感值LT的选取要满足

(12)

再根据设计的触发延迟角调节范围(αmin，αmax)， 触发延迟角的范围在图4所示的容性阻抗输出的单调区间内，根据式(10)可计算出相控电感电容并联电路中最大电感值为

(13)

根据上述电容电感范围值的选取以及触发延迟角范围的设定，带入到式(10)中，计算出相控电感电容并联电路整体阻抗的范围为(Zmin，Zmax)、 可补偿范围为(jωLcum(1-β%)， jωLcum(1+β%))的感抗值。

3 基于最大电流与最小电压跟踪的动态调谐方法

发送端线圈恒流控制时，由第2节分析可知，发送端和接收端回路谐振的特征为：逆变器输出电压uin的值达到最小与接收端线圈电流ir的值达到最大。根据这两个特征，分别在发送端与接收端回路中加入上文分析的相控电感电容并联电路，其中电感支路可等效成一个可调的电感，如图5所示。

图5 IPT系统动态调谐原理图

由图6可知，检测电路不断地反馈当前DC-DC变换器的输出直流电压值us给发送端控制芯片，发送端控制芯片改变当前触发延迟角，跟踪输出直流电压us的最小值，最终，输出直流电压us的值达到最小，发送端电路达到谐振状态。

由图7可知，检测电路不断地反馈当前接收端线圈电流值ir给接收端控制芯片，接收端控制芯片改变当前触发延迟角，跟踪接收端线圈电流ir的最大值，最终，接收端线圈电流ir的值达到最大，接收端电路达到谐振状态。

系统工作频率下，通过改变触发延迟角来改变电感LT1和LT2的值，实现对两回路的动态补偿，最终系统恢复到谐振状态。动态调谐过程中，接收端与发送端是通过两块控制芯片独立进行，互不干扰。

图6 基于最小电压跟踪的动态调谐流程

图7 基于最大电流跟踪的动态调谐流程

4 实验验证

为了验证上述发送端基于最小电压跟踪与接收端基于最大电流跟踪自适应调谐方法的可行性，依照图5，设计制作了一套IPT系统装置，并对其发送端与接收端进行双端动态调谐，如图8所示。其设计参数为：控制芯片为TMS320F28335，系统的工作频率为20 kHz，松耦合变压器的气息距离为2 cm，LT1=126.44 μH，LT2=68.69 μH，Lr=43.05 μH，Ls=93.98 μH，Cs=749.94 nF，Cr=1.328 μF，ZL=3.3+j2.96 Ω。

图8 IPT实验系统

实验开始时，首先关闭两回路的动态调谐装置，恒定控制发送端线圈电流有效值为7 A，由于未开启动态调谐装置，只是加了初始的静态补偿电容，发送端线圈电流波形稍微有些畸变且滞后于逆变器输出电压，逆变器输出方波电压幅值为22 V，则由逆变器输出电压和一次侧线圈电流，可计算得发送端电路的当前容量为138.6 V·A，如图9所示。接收端电路在动态调谐之前，触发延迟角设定的初始值α=0.983π，驱动信号关于补偿电容两端电压过零点对称，场效应晶体管导通时间很短，电感支路电流较小，几乎处于关断状态，接收端电流有效值为4.9 A，则由负载电阻和接收端电流，可计算得负载的功率为80.87 W，如图10所示。

图9 调谐前逆变器输出电压与发送端线圈电流波形

图10 调谐前接收端电路部分波形

图11 调谐后逆变器输出电压与发送端线圈电流波形

开启两回路的动态调谐装置后，发送端线圈电流波形畸变率变小，且几乎与逆变器输出电压同相，逆变器输出电压降低，且幅值为16 V，则由逆变器输出电压和一次侧线圈电流可计算得发送端的容量为119.7 V·A，如图11所示。接收端电路在动态调谐之后，触发延迟角最终值α=2π/3，接收端电流有效值变大且为5.3 A，则由负载电阻和接收端电流可计算得负载的功率为92.6 W，如图12所示。可看出调谐前后，发送端电流恒定为7 A，逆变器输出电压幅值变小，电源所需容量由138.6 V·A降到119.7 V·A；负载电阻有功功率由原来的80.87 W增大到92.6 W，负载获得的有功功率增大，传输效率由50.35%增大到77.36%，保证了IPT系统能量的有效传输。

图12 调谐后接收端电路部分波形

5 结论

本文首先分析了IPT系统SS谐振补偿拓扑结构的静态补偿特性，然后对相控电感电容并联电路的阻抗特性以及其电感电容参数的选取进行了详细分析，最后，给出IPT系统两回路具体的动态调谐方法。通过实验验证，在IPT系统加入相控电感电容并联电路以及控制算法后，可实现不直接测量电路阻抗，完成IPT系统的动态调谐，证明了算法的可行性；且IPT系统传输相同功率时，所需电源的容量减小，开关器件的电压电流应力减小，提高了感应电能传输系统的传输功率和效率。本文只是针对SS型补偿拓扑的IPT系统动态调谐方法进行分析，后续将展开其他补偿拓扑的动态调谐策略研究。

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Dynamic Resonant Compensation Approach Based on Minimum Voltage and Maximum Current Tracking for IPT System

MaiRuikunLuLiwenLiYongHeZhengyou

(School of Electrical Engineering Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China)

In order to resolve the problem of frequency drift in the inductive power transfer (IPT) system，under a fixed frequency condition，the parallel connected switching capacitor-inductor reactors are employed in the sender and the receiver circuits，respectively.The value of the equivalent compensating capacitor is altered in real time in the sender side according to the criteria of minimizing the output voltage of DC-DC converter，which is measured in real time and sent to the sender controller.Similarly，the current of the receiver end is measured and sent to the receiver controller to alter the value of the equivalent compensating capacitor with the criteria of maximizing the receiver current.Then the IPT system can work under the resonant condition by employing the proposed algorithm.The experimental results validate that the proposed method realizes the dynamic frequency tuning，decreases the power capacity，and improve the system efficiency and power.

Inductive power transfer，dynamic resonant compensations，maximum current，minimum voltage

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2015-05-29 改稿日期2015-08-02

TM724

麦瑞坤 男，1980年生，副教授，硕士生导师，研究方向无线电能传输技术及其控制。(通信作者)

陆立文 男，1990年生，硕士研究生，研究方向为大功率无线电能传输技术及其控制。