数字中频发射机的边带抑制分析

张建峰，徐晓瑶，沈锐龙，王　进

(中国电子科技集团公司第36研究所，嘉兴 314033)

数字中频发射机的边带抑制分析

张建峰，徐晓瑶，沈锐龙，王进

(中国电子科技集团公司第36研究所，嘉兴 314033)

摘要：介绍了数字中频发射机的基本原理，推导出该发射机在实际情况中会出现下边带信号和本振信号泄露，给出了2种校正方案来抑制边带信号，并分析了它们的优缺点。实际测试验证了方案的可行性。

关键词：发射机；边带信号；校正

0引言

在软件无线电中，发射机是重要的组成部分之一。传统的发射机是将基带已调I/Q数据经过二次模拟上变频发射链路后搬移到射频；而数字中频技术的不同之处在于将I/Q数字基带信号在现场可编程门阵列(FPGA)中经过数字上变频后直接搬移到中频，再经过滤波器滤波和本振信号进行模拟正交调制，该方法减少了模拟器件数量，从而降低了温度漂移等不利影响，使得系统的可靠性得到增强，框图如图1所示。

图1　数字中频发射机框图

该方案能将信号带宽扩大1倍，提高了频谱利用率和镜像抑制。在理想情况下，数据经FPGA处理到数模转换器(DAC)的I/Q 2路是完全正交的，如果同时传输通道上没有相位差和增益差，则射频输出是1个单边带信号[1]。

1非理想情况下的射频输出

该方案对DAC的信号以及本振信号的正交性要求非常高，如果其中一方有一些大的相位以及幅度不平衡和直流分量偏移，会使射频输出信号产生大的边带信号和本振泄露信号，这些信号在通信系统中不仅是干扰信号，而且还会降低功放利用率，所以必须想办法抑制它们。在实际应用中，由于DAC输出的I/Q信号到达模拟调制器前经过了很长的印制电路板(PCB)走线、射频电缆以及低通滤波器，因而到达正交器前早已不是完全正交的2路信号，而且还会产生直流分量偏移，同时由于模拟正交调制器内部的硬件元器件特性也很难产生非常理想的2路正交信号，这些情况的存在都会对射频输出有影响。下面从理论上推导边带信号和本振泄露信号的存在，假设模拟正交器的信号是完全正交的，则2路信号表示如下：

(1)

(2)

再将基带信号的I/Q 2路输出信号表示为A1cos(ω1t+φ1)和A1sin(ω1t+φ1)，将FPGA中直接数字合成(DDS)信号表示为A2cos(ω2t+φ2) 和A2sin(ω2t+φ2)，则DAC 2路输出信号可表示为：

fIDAC=A1cos(ω1t+φ1)·A2cos(ω2t+φ2)-

A1sin(ω1t+φ1)·A2sin(ω2t+φ2)=

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)

(3)

fQDAC=A1sin(ω1t+φ1)·A2cos(ω2t+φ2)+

A1cos(ω1t+φ1)·A2sin(ω2t+φ2)=

A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1)

(4)

为了更好地描述信号以及简化系统，假设模拟正交前的I路信号保持不变，Q路信号相对于I路信号为AA1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+φ)+C，其中A表示Q路信号与I路信号幅度之比，φ表示Q路信号与I路信号相位差，C表示Q路信号与I路信号直流偏移差，则最终射频信号表示如下：

fQRFout=Iout·[AA1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+

φ)+C]

(5)

fIRFout=fQout·fIDAC

(6)

则:

fRF=fQRFout+fIRFout=A1A2sin[(ω2+ω1+

ωc)t+φ2+φ1]+(AA1A2cosφ-A1A2)·

cosωctsin[(ω1+ω2)t+φ1+φ2]+

AA1A2sinφcosωctcos[(ω1+ω2)t+φ1+

φ2]+Ccos(ωct)

(7)

令：

(8)

(9)

(10)

ω=ω2+ω1+ωc

(11)

ωd=ωc-ω2-ω1

(12)

θ=φ2+φ1

(13)

则:

fRF=A1A2sin(ωt+θ)+Aacosωctsin[(ω1+ω2)t+

θ+α]+ Ccos(ωct)=

(14)

2AD9739的主要特点和功能分析

由于本振信号泄露只需在DAC的Q路输出前减去直流偏移量C就可以得到抑制，本文就不对该信号进行讨论(以后分析就认为偏移量不存在)，而想要抑制下边带信号，显然在后级模拟域很难消除，只能在数字域想办法。

先考虑幅度变化的抑制方法,假设C=0,φ=0，则模拟正交前的Q路信号相对于I路信号而言相位一致，幅度之比为A，只需在FPGA中的Q路后级补偿一个幅度变化的倒数就可以消除幅度引起的边带信号。

再考虑相位变化的抑制方法,假设C=0,A=1，则射频前端的射频输出信号表示为:

fQRFout=A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+φ)·cos(ωct)=

A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1)cos(ωct)·cosφ+A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)·sin(ωct)sinφ

(15)

由公式(6)可以看出，相位畸变不仅会产生下边带分量，而且还会影响上边带幅度，又注意到产生下边带的那一项与模拟正交器Q路有关，所以只需在FPGAI路输出中减去就可以消除相位的影响，方案如图2所示。

图2　校正方案图

令P=sinφ，IAM=1，QAM=1，则:

fIRFout=fQout·fIDAC=A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)·

(1-sinφ)·sin(ωct)=

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)sin(ωct) -

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)sin(ωct)sinφ

(16)

从理论上看，上述校正方案可以抑制边带信号，可是该方案有以下2个缺点：

一是FPGA内部I路调整时需进行1次乘法和1次减法运算，当P发生改变时，会影响到幅度信息和直流分量偏移信息的确定，而P是随着直接数字合成器(DDS)的频率而变化的，每次P变化时，幅度和直流分量也要随着改变，三者独立性不强；

二是该方案还没考虑模拟正交器的幅度和相位不平衡，如果再考虑进来，该方案就不能抑制由模拟正交器产生的下边带信号，还需在Q路中加入P项，不光实现起来复杂，而且参数确定也很复杂[3]。

由以上分析可知，上述校正方案在实际应用中实现起来非常复杂，下面在此基础上进行改进，给出一种新的校正方案，该方案是将FPGA中I路和Q路都采用独立的DDS调制，这2个DDS频率相同，幅度和初相不同，框图如图3所示。

图3　新校正方案图

新校正方案采用I/Q 2路独立调制，这样每路不仅可以补偿由本路引起的信号变化，还可以补偿本振信号造成的信号畸变。该方法与原方法相比不需要多加乘法器和加法器，易于用FPGA来实现；同时可以校正本身信号和本振信号引起的畸变，具有适应性和通用性。

3实际测试结果

测试时DAC输出频率为20 MHz，本振频率为300 MHz。不加校正时，测试结果如图4所示，本振泄露38 dB，边带抑制29 dB。

图4　不加校正频谱图

采用新的校正方案后，测试结果如图5所示，本振泄露62 dB，边带抑制60 dB。

图5　加校正频谱图

从测试结果得出，采用校正方案后，本振泄露优化了24 dB，边带抑制优化了31 dB，技术指标得到了很大改善，满足了设计要求。

4结束语

本文从理论上推导了数字中频发射机下边带信号和本振泄露信号的存在，并提出了2种校正方案来消除边带信号。分析得知后一种校正方案在实际应用中不仅编程简单，还更具适应性、通用性和可行性,使得数字中频发射机的各个指标得以满足。

参考文献

[1]杨淑莉．用I/Q调制器产生常用模拟通信信号[J]．科技信息，2010(17):60-61.

[2]张沫阳，卢继华.射频带通采样技术在软件无线电电台中的应用[D].北京：北京理工大学，2006.

[3]魏锋．数字上变频技术[J].长春理工大学学报，2006,29(1)：320-327.

Analysis of Sideband Suppression of Digital Intermediate

Frequency Transmitter

ZHANG Jian-feng，XU Xiao-yao，SHEN Rui-long，WANG Jin

(No.36 Research Institute of CETC，Jiaxing 314033，China)

Abstract:This paper introduces the basic principle of digital intermediate frequency transmitter,educes that the down sideband signal and local oscillation signal leakage may appear in this transmitter in actual instance,gives two correction projects to suppress the sideband signals，and analyzes their advantages and disadvantages.Actual test results validate the feasibility of the method.

Key words:transmitter;sideband signal;correction

收稿日期:2014-12-05

DOI:10.16426/j.cnki.jcdzdk.2015.03.028

中图分类号：TN838

文献标识码：A

文章编号：CN32-1413(2015)03-0103-03