基于PDM＆AVC功率控制串联谐振逆变器的研究

孙瑞波，沈锦飞

(江南大学电气自动化研究所，江苏无锡214122)

0 引言

在实际应用中，感应加热电源需要根据负载等效参数随温度的变化和加热工艺的需要，随时对感应加热电源输出的功率进行调节，因此，选择合适的调功方式对于感应加热电源来说非常重要［1］。逆变侧功率的调节依据控制方式可分为脉冲频率调节(PFM)，脉冲移相调节(PSM)，脉冲密度调节(PDM)［1，2］和不对称电压消去法调节(AVC)［3］。PFM方式控制方法简单，但在轻载时逆变器的输出功率因数很低，开关损耗大。PSM方式在轻载时移相角增大，输出电压脉冲宽度减小，电流波形变成近似三角波;PDM方式轻载时逆变器输出电流波形峰值波动大，甚至会出现电流断续，而且功率调节过程为有极调功［4］。AVC方式下的逆变器比PSM方式下工作效率更高［3，5］，但其调功范围有限［6］，轻载条件下的应用受到限制。

本文提出了一种新型的PDM＆AVC控制方式，该控制方式结合了PDM和AVC的优点，克服了PDM轻载时波形会出现断续的缺点，避免了有级调功，而且解决了AVC调功范围有限的问题。

1 逆变器结构及工作原理

图1所示为采用单相串联谐振式全桥逆变器的主电路结构。在PDM＆AVC控制方式中，VT1和VT2的触发脉冲采用脉冲密度调制，且触发脉冲密度始终保持相等，VT3和VT4在功率输出单元内分别按常规PWM方式和AVC方式控制，而它们在负载能量自然衰减单元内触发等待，由负载电流的正负性决定通断状态。

图1 逆变器主电路

下面以VT1和VT2触发脉冲的脉冲密度同为8/16，移相角为α时的情况为例，分析逆变器主电路一个周期内的工作情况。逆变器工作波形如图2所示，其中，VT1～VT4为开关管的触发脉冲，uab为逆变器输出电压波形，io为逆变器输出电流波形。

图2 逆变器的工作波形图

逆变器有8种工作模式，具体的工作过程分析如下:

(1)模式1(t0～t1):在t0时刻，加驱动信号给VT1和 VT4，负载负向电流 io通过-Ud→VD4→Ro→Lo→Co→VD1→+Ud流通，逆变器输出电压为+Ud。

(2)模式2(t1～t2):在t1时刻，负向电流减小到0，VD1和 VD4关断，VT1和 VT4导通，正向电流 io通过 +Ud→VT1→Co→Lo→Ro→VT4→-Ud给负载供电，VT1和VT4为零电流零电压导通，逆变器输出电压为 +Ud。

(3)模式3(t2～t3):在t2时刻，开关管 VT4关断，电流的方向没有发生改变，此时，VT4上电流转移到VD2，维持电流连续。电流通过VT1→Co→Lo→Ro→VD2组成回路续流，逆变器输出电压为0。

(4)模式4(t3～t4):在t3时刻，加驱动信号给VT2和VT3，而开关管VT1关断，与模式1类似，正向电流通过-Ud→VD3→Co→Lo→Ro→VD2→ +Ud流通，逆变器输出电压为-Ud。从VT4关断到VT1关断的这段时间即为移相角α，通过改变它的大小，就可以调节输出电压的大小。

(5)模式5(t4～t5):当流过VD2和VD3的正向电流减小到0后，开关管VT2和VT3导通，且导通方式为零电流零电压导通。电流io由正向变为负向，通过+Ud→VT2→Ro→Lo→Co→VT3→-Ud给负载供电，逆变器输出电压为-Ud。

(6)模式6(t5～t6):在 t5时刻，VT2关断，同时加驱动信号给VT4。此时，VT2上负向电流转移到VD4，维持电流连续。电流通过VD4→Ro→Lo→Co→VT3组成回路续流，逆变器输出电压为0。

(7)模式7(t6～t7):在t6时刻，VT3零电流零电压关断，VT4零电流零电压导通。换流结束后，负载电流io通过 VD3→Co→Lo→Ro→VT4续流，逆变器输出电压为0。

(8)模式8(t7～t8):在t7时刻，VT4零电流零电压关断，VT3零电流零电压导通。负载电流io通过VD4→Ro→Lo→Co→VT3续流，逆变器输出电压为0。

2 逆变器输出功率特性分析

在一个由若干开关周期组成的脉冲密度周期内，逆变器的输出功率由功率输出单元和负载能量自然衰减单元组成，通过调节两个单元的比例关系可以得到不同的输出功率。在单个功率输出单元中，将逆变器的输出电压uab利用傅里叶级数进行展开，可以得到uab的基波分量:

式中，α 是 VT4的移相角，θ1=arctan［sinα/(3+cosα)］。

根据输出功率表达式

可得，当VT4的移相角为α时，逆变器的最大输出功率为:

在PDM方式下，当脉冲密度周期为T，脉冲密度周期内的功率输出时间为TA时，输出的负载电流io的包络线iE满足:

当 T≪1/δ时，有

因此，在PDM＆AVC方式下，逆变器的平均输出功率为:

3 PDM＆AVC的控制策略

通过上述对VT1和VT2脉冲密度为8/16，移相角为α时逆变器的工作过程和输出功率特性的分析，可以得到，当需要调节输出功率时，可以改变VT1和VT2脉冲密度或VT4的移相角进行调功。为了获得平稳的输出电流，VT1和VT2的控制信号采用图3的脉冲密度形式。

图3 VT1和VT2的控制信号

采用不同的脉冲密度TA/T与移相角α的组合，可以使逆变器的输出功率从额定值到允许输出的最小值之间变化。在保持输出电流波形最为接近正弦的情况下，表1给出了一种TA/T与α组合的功率控制表。在调功过程中，首先对要输出的功率进行查找，找到对应的脉冲密度TA/T，再根据公式(7)，计算出所对应的移相角α的值，将这两个值进行处理后，用得到的PWM信号来控制逆变器的输出。

表1 TA/T与α组合的功率控制表

4 仿真结果与分析

为了验证以上分析的合理性，对图1的串联谐振式全桥逆变器主电路进行仿真分析，电路参数为:Ud=150 V，感应线圈等效电阻Ro=15 Ω，等效电感Lo=169 μH，开关频率 f=50 kHz，品质因数 Q=3.7，匹配电容Co=56nF。用Pspice软件进行仿真，得到逆变器的输出电压Uab，输出电流io的仿真波形如图4所示。

由图4(a)、(b)可见，可以通过调节移相角α，将输出功率调节到90%额定功率，且输出电流波形平稳;由图4(c)可见，通过将脉冲密度TA/T和移相角α相结合的调节方式使输出功率达到20%额定功率时，输出电流波动比较小;由图4(d)可见，当TA/T=4/16，通过调节α将输出功率调节到5%额定功率时，电流仍然连续，从而可以作为检测对象，实现闭环调功控制。基于PDM＆AVC控制方式的逆变器输出功率可以从接近于0到额定值之间任意调节，克服了AVC方式下功率调节范围只能在额定功率的25%到100%之间的局限性。

图4 仿真波形

5 结论

本文将脉冲密度调节和不对称电压消去法相结合，提出了一种PDM＆AVC的复合功率控制串联谐振逆变器，该逆变器具备两者的优点，同时克服了单纯采用脉冲密度调制时输出电流可能出现断续、功率调节不连续，和单纯采用不对称电压消去法调功范围有限的缺点。合理的选择脉冲密度TA/T和移相角α的组合，可以使逆变器输出电流更加平稳，开关管工作在软开关状态，功率损耗小。仿真结果验证了该逆变器的可行性和有效性。

［1］朱 辉，彭咏龙，路智斌，等.基于脉冲密度调节的谐振逆变器频率跟踪控制策略［J］.大功率变流技术，2012(4):23-26.

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