超宽带无线电引信天线设计及仿真

沈磊，黄忠华

(北京理工大学 机电学院，北京100081)

0 引言

超宽带无线电引信具有定距精度高、抗干扰能力强的特点，有着广泛的应用前景。目前超宽带引信发射机与天线的匹配问题没有成熟的理论可以借鉴，传统天线分析驻波比、天线带宽的方法并不适用于超宽带无线电引信天线，因此找出适当的分析方法非常必要［1］。

国内目前对超宽带天线的研究在实用化方面仍存在一些问题，需要进一步研究，例如:

1)天线驻波比与天线带宽相互制约，传统的分析方法无法分析超宽带无线电引信天线。

2)受到引信体积的制约，超宽带无线电引信天线的边长已经确定，因此只能通过改变馈电点以及天线张角的方法来设计出效果最佳的天线［2-4］。

1 超宽带无线电引信天线设计

目前国内外广泛使用的超宽带无线电引信天线为双锥天线，模型如图1所示。由于受到引信体积的制约，在双锥天线的基础上加以改进设计了三角对称振子天线(见图2)。三角对称振子天线的边长l 无法进一步增加，所以只能通过改变三角对称振子天线的馈电点以及张角2θ0来取得最大的天线辐射信号。

图1 双锥天线Fig.1 Biconical antenna

图2 三角对称振子天线Fig.2 Triangular symmetrical dipole antenna

目前国内外对于三角对称振子天线未见现成的理论和计算天线特性阻抗、输入阻抗等公式可以借鉴，而双锥天线与三角对称振子天线极为相似，可以使用双锥天线模型对其进行初步设计与分析。

图1中l 是锥体的长度，左锥体的半锥角为θ1，右锥体的半锥角为π-θ2.

双锥天线的特性阻抗Zc为

式中:η0为波阻抗。

对于对称的双锥天线，θ1=θ0，θ2=π-θ0，则有

由(2)式可见，双锥天线的特性阻抗仅仅取决于半锥角θ0，是与距馈电点的距离无关的常量。在半锥角θ0较大时，双锥天线的特性阻抗可以很低，可以得出大锥角双锥天线一定具有良好的阻抗宽频带特性。

对于无限长双锥天线，由于只有横电磁波(TEM)波传输，而且没有反射，所以其输入阻抗为双锥天线的特性阻抗，即输入阻抗Zi为

有限长双锥天线输入阻抗为

式中:Yi为输入导纳;k0l 为电长度。

由(4)式可见，有限长双锥天线的输入阻抗是其电长度k0l 的函数，而Zi随电长度k0l 变化的快慢程度则主要由其终端导纳Y(l)=1/Z(l)决定，如果Y(l)接近于双锥天线的特性导纳，则天线的输入阻抗几乎不随电长度变化。因此求得双锥天线的等效终端导纳Y(l)是分析双锥天线的关键，也是最困难的。利用r=l(r 为研究空间半径)面上的电磁场边界条件，可以将其终端导纳用一个变分稳定公式表示，即

式中:Ea(θ)是双锥天线内、外域的分界面上电场强度的方向分量;HH为磁场强度分量;V 为天线激励电压;J 为电流密度分量;Lv(θ)为双锥天线边长;Pn为天线的激励信号功率。显然，Ea(θ)是未知的，式中的整数n =1，3，5，…，即仅对奇数项求和。终端导纳的正确值就是上式的极小值，即

史密斯利用天线界面上的边界条件及勒让德函数的正交关系［5］，将双锥天线的等效终端导纳Y(l)与外部场展开系数写成了一个包含有无穷多个待求量的线性方程组。在半锥角θ0较大时，对天线起主要作用的是横电磁(TEM)模及几个最低次的横磁(TM)模，史密斯在内域只取一个TEM 模，而在外域取几个TM 模，得到一个计算大锥角双锥天线终端导纳的近似简化公式，即

引进距界面λ/4 处(λ 为天线工作波长，与其频率有关)的等效阻抗Za=(l)，双锥天线的输入阻抗可以表示为

由(8)式得到Za=Z2cY(l)，当θ0＞20°时，Za随k0l 变化较缓慢，将所得的Za值代入(8)式，可以计算出双锥天线输入阻抗随电长度k0l(0.6 ＜k0l ＜1.6)的变化。同样，Zi随k0l 的变化快慢程度也由半锥角θ0决定，θ0较大时随电长度的变化比较平缓［6-8］。

2 三角对阵振子天线建模

三角对称振子天线模型如图3所示，超宽带引信系统中由接收天线和发射天线组成。因此将两个三角对称振子天线放在一起，受到天线体积大小的制约，两个天线距离2 mm，介质板介电常数为2.65.图中三角对称振子天线馈电点在三角形的尖端，为了找出天线最佳馈电点将改变馈电点的位置进行分析。

图3 三角对称振子天线建模Fig.3 Triangular symmetrical dipole antenna modeling

3 变馈电点三角对称振子天线仿真

3.1 不同馈电点驻波比曲线分析

为找寻三角对称振子天线的最佳馈电点，将三角形馈电点分别设于三角对称振子天线尖端、中部以及最上部，分析驻波比曲线，如图4所示。

由图4及表1可见，从驻波比曲线分析三角对称振子天线的最佳馈电点为三角形的尖端。

图4 不同馈电点驻波比曲线Fig.4 VSWR curves at different feeding points

表1 不同馈电点驻波比分析(驻波比＜2)Tab.1 VSWRs at different feeding points (VSWR ＜2)

3.2 不同馈电点天线增益分析

由图5天线增益曲线图可以看出，当馈电点在三角形尖端时天线增益曲线更加平缓。从天线增益曲线分析，三角对称振子天线的最佳馈电点为三角形的尖端。

图5 不同馈电点天线增益曲线Fig.5 Antenna gain curves at different feeding points

3.3 不同馈电点天线辐射信号分析

由图6天线辐射信号曲线可以看出，当馈电点在三角形尖端时天线辐射信号的峰值最高，效果最佳。

图6 不同馈电点天线辐射信号Fig.6 Target signals at different feeding points

因此，结合驻波比曲线、天线增益曲线、天线辐射信号曲线可以得出，三角对称振子天线的最佳馈电点为三角形的尖端。

4 变张角三角对称振子天线仿真

4.1 天线张角对驻波比的影响

改变天线张角的不同大小来分析张角对驻波比的影响，可以得到不同张角驻波比曲线，如图7所示。

图7 不同张角的驻波比曲线Fig.7 VSWR curves at different opening angles

由图7以及表2中的数据可见，当天线的张角从15°变到60°时，驻波比曲线发生上移，相对带宽下降，工作频率改变，而再扩大为80°时相对带宽上升。

4.2 天线张角对天线增益的影响

由图8可以看出，改变天线张角对天线增益影响不大。

表2 不同张角的驻波比(驻波比＜2)Tab.2 VSWRs at different opening angles (VSWR ＜2)

图8 不同张角的天线增益曲线Fig.8 Antenna gain curves at different opening angles

4.3 改变天线张角对天线辐射信号的影响

由图9可以看出，当天线张角从60°减小到15°时，天线辐射信号的峰值也相应随之减小，但再将天线张角增加到80°时，天线辐射信号并没有增大而是继续减小。因此，天线张角不宜持续增加。此外，超宽带天线受到引信体积制约，张角不宜过大。

图9 不同张角对天线辐射信号的影响Fig.9 Effect of opening angle on target signal

5 结论

本文借助CST 电磁场仿真软件通过改变三角对称振子天线馈电点的位置和尝试不同大小角度的天线张角以及驻波比、天线带宽、天线增益、天线辐射信号的综合分析得到以下结论:

1)超宽带天线带宽与驻波比相互制约。超宽带天线带宽越宽，驻波比越高，天线效率低;带宽越窄，驻波比越低，天线效率高。因此，传统的频域方法不适用于超宽带无线电引信天线分析。

2)时域分析法综合了驻波比、天线带宽、天线增益及最重要的天线辐射信号幅度等参数，是最适合用于分析超宽带无线电引信天线的方法。

3)三角对称振子天线的馈电点应该设计在三角对称振子天线的尖端，这样可以得到幅度更高的天线辐射信号。

4)三角对称振子天线应用于引信之上，因体积设计不宜过大，张角设计为60°时天线辐射信号幅度最强。

按照本文提出的设计方法设计出了一种超宽带无线电引信天线，经过测试能够满足超宽带无线电引信的要求。

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