应用于IMT-A和UWB系统的双频段开关电流源压控振荡器设计

唐 欣 黄风义 唐旭升 邵明驰

(东南大学射频与光电集成电路研究所,南京 210096)

随着现代无线通信系统的发展,单片集成的多标准和多频带收发机需求日益增大．在主要的宽带通信标准中,第四代移动通信系统(international mobile communications-advanced,IMT-A)和超宽带系统(ultra-wideband system,UWB),因其高速、大容量和低成本的优点,成为研究热点[1]．多标准宽带通信系统对频率综合器性能要求很高,而频综中的压控振荡器(VCO)对频综性能又具有最重要的影响．因此，本文将采用0.13μm RF CMOS工艺设计一个宽带LC-VCO,使其完全覆盖3.4～3.6GHz IMT-A和4.2～4.8GHz UWB双频带,并在整个VCO工作范围内满足2个频带的指标要求．

1 压控振荡器电路设计

1.1 电路拓扑结构

在给定偏置电流的情况下,互补型负阻VCO比单PMOS或单NMOS负阻结构的输出信号对称性更好,可获得更好的相位噪声性能[2-3],但互补型VCO对工作电压的要求较高,且需要额外的一个栅源电压(Vgs)以保证电路正常工作．如图1(a)所示,电流偏置的互补型负阻VCO由3层MOS管组成,对于1.2V工作电压来说,电压裕度会受到很大的限制[4]．此外,在跨导gm相同的条件下,NMOS管的尺寸约为PMOS管的1/3,因此选用NMOS管作为交叉耦合对而引入的寄生电容较小．综上所述,本设计采用NMOS管负阻型VCO结构,如图1(b)所示．

图1 VCO结构

为了实现宽带调谐,本设计引入了开关电容调谐阵列．在不减小整体调谐范围的情况下,利用开关电容的分段调谐能够降低电路的压控增益,并且能兼顾到相位噪声性能．根据2个频段的选择性和频率范围,本设计采用4bit的开关电容阵列．

1.2 谐振腔设计

LC-VCO输出频率由电感电容决定,考虑到器件和版图的寄生电容,其输出频率可按下式计算:

(1)

式中,Cv为可变电容;Cp为总寄生电容;Cfix为固定电容;Ltank为谐振腔电感．

在CMOS工艺中,片上电感的品质因子QL一般远小于MIM电容和可变电容的品质因子,因此在片电感是限制LC谐振腔Q值和振荡器性能的主要因素[5]．从相位噪声与功耗的角度来说,电感的选择应该在保证Q值较大的同时使其感值最大化．因为从振荡器的差分信号幅度计算公式V0=IRp=Iω0LQ中可看出,在给定功耗的情况下,为了使振荡幅度V0最大化,必须同时增大Q和L的值,而Q值通常已经处于其能达到的最大值,因此只能增加电感的感值,但由于谐振腔中的电容值受限于来自电路中的寄生电容,电感值也不能随意加大[6]．式中,Q为谐振腔的品质因子,Rp为谐振腔谐振时的并联等效电阻,ω0为振荡器中心频率．

谐振腔中的可变电容采用目前较为常用的A-MOS(accumulation-mode MOSFET)器件．A-MOS的电容结构如图2(a)所示．N+电极的使用消除了电极与n阱的欧姆接触,有利于提高Q值．A-MOS只工作在累积模式和耗尽模式,其C-V曲线如图2(b)所示，图中Cgs为MOS管栅源电容．相比于其他结构,A-MOS变容管具有很大的Cmax/Cmin，其中，Cmax,Cmin分别为变容器的最大电容和最小电容．采用A-MOS可变电容的LC-VCO可获得更好的相位噪声性能[7]．

图2 谐振腔可变电容

通常,可变电容调谐不能提供足够宽的调谐范围．而且,仅由可变电容实现宽带调谐,其压控增益KVCO会很高,将导致相位噪声性能变差[8]．因此,需要将调谐频率范围通过二进制开关电容阵列划分成若干子频带,以降低可变电容的压控增益KVCO．开关电容阵列采用二进制加权固定电容的方式来实现,其电路结构见图3,其中固定电容采用Q值较高的MIM电容．开关电容CB用于频带选择,数字信号SWCB实现频带切换;二进制开关电容阵列(C0,2C0,4C0,8C0)用于拓展振荡器的工作频段,以实现宽带覆盖．

图3 开关电容阵列

设计开关电容阵列电路时,开关管宽长比要按照二进制加权方式依次增大;另外,开关管尺寸又受到VCO谐振腔能接受的最大寄生电容的制约．

1.3 开关电流源和交叉耦合对设计

在LC振荡器中,谐振腔的等效并联电阻RP可表示为QωL．由此可见,在宽带VCO中,RP呈现出很强的频率相关特性,在低频段,RP较小[9]；开关电容阵列的使用又会进一步降低谐振腔的Q值,使RP减小．而根据VCO起振条件公式gm≥2/RP可知,相应的跨导gm越大,交叉耦合对需要输出更大的电流．因此,在设计中增加了开关电流源,它可保证振荡器在整个频带内振荡(见图4)．

图4 开关负阻型压控振荡器

电流源Icst在整个调谐频率范围内均处于导通状态,负阻晶体管(MC1和MC2)也始终给谐振腔提供能量补偿;开关电流源ISW1只在低频段导通,导通时负阻晶体管(MC3和MC4)给谐振腔提供额外的能量补偿,使总跨导gm增大．这种设计的优点是：① 开关电流源的接入不会影响Icst的直流工作点；② 开关电流源只在低频段导通,这样既可保证电路稳定振荡,又不会增加电路高频段时的功耗．

相比于传统的电流源偏置结构,开关负阻结构振荡器会产生更大的寄生电容,过大的寄生电容会限制振荡器的调谐范围．在设计优化交叉耦合对和电流源的尺寸时,只要使振荡器在最高振荡频率和最低频率处的输出信号幅度相等,就可减少引入的寄生电容和功率消耗．

负阻晶体管沟道长度选用工艺允许的最小尺寸有助于减小相位噪声和寄生电容．在某些情况下,负阻晶体管引入的1/f噪声会过高,此时可适当增加晶体管的沟道长度及面积[10]．仿真表明,本设计中晶体管1/f噪声对偏离载波1MHz处相位噪声的影响很小,可选用最小沟道长度的晶体管．

1.4 相位噪声优化

完整的电路结构如图5所示．来自尾电流在二次谐波频率处的噪声会由于VCO的混频特性被调制到基频上,导致相位噪声恶化．为了减少二次谐波的影响,本设计采用了二次谐波滤波网络,即由L1,C1和L2,C2构成2个分别谐振在9和7GHz频率上的LC并联谐振腔．电阻Rf和Cf构成的低通RC滤波器,也能起到抑制电流偏置电路的热噪声和闪烁噪声到VCO尾电流源的镜像作用．二次谐波滤波电路中的电容C1和C2分别由A点和B点(见图5)的寄生电容构成．滤波电路中电感值的确定可采用如下方法[11]:利用LC并联谐振电路在谐振频率上阻抗最大的特性,扫描滤波电路中电感的感值,通过S参数仿真查看共模点A和B对地的阻抗,使得共模点阻抗的最大值处于9GHz(或7GHz),此时电感值就可以确定．

图5 双频带压控振荡器电路图

图5中的RC低通滤波电路的截止频率设计为40kHz,电阻与电容(MOS电容)按照总面积最小的方法进行设计,得出的电阻值为270kΩ,电容值为15pF．

2 版图设计

在Cadence平台下应用TSMC 0.13μm RF CMOS工艺提供的器件模型完成VCO的版图设计,整个芯片(包括焊盘)面积为1.11mm×0.98mm．最终版图布局如图6所示．芯片通过多项目晶圆(multiple project wafer,MPW)进行了流片,其芯片显微照片如图7所示．

图6 双频带VCO电路图

图7 芯片照片

3 LC-VCO测试

芯片测试采用在片测试方案．测试的VCO在2个频段的振荡波形如图8所示.由图可见，VCO在IMT-A和UWB 2个频段上可以正常工作,且振荡幅度峰峰值分别为886.4和932.8mV,相差较小．VCO芯片工作在1.2V电源电压下,在IMT-A和UWB 2个频段上所消耗的电流分别为5.6和3.0mA．

对VCO的调谐范围进行了测试,整个调谐范围是3.14～3.88和3.86～5.28GHz,在邻近开关电容的控制字段下,VCO的调谐范围均可重叠,这样保证了VCO在2个频段内无缝调谐．对比仿真结果发现VCO的调谐范围有200MHz的下降,但因为在仿真中调谐范围留有足够的裕量,因此VCO仍可覆盖所需要的工作频段．分析调谐范围下降的原因，一是工艺库电感模型不够准确,二是在后仿真中寄生电感无法提取．

图8 VCO在2个频段的振荡波形

图9为VCO在2个频段处的相位噪声测试曲线.在3.534GHz,频偏1MHz处VCO的相位噪声为-122dBc/Hz;在4.155GHz左右,频偏1MHz处VCO的相位噪声为-119dBc/Hz．与仿真结果相比,相位噪声特性略有下降．其原因可能是:① 实际电感的Q值小于模型,可变电容模型不够精准;② 电压控制端引入了电源的额外噪声,这些噪声会通过直接调制可变电容转变为相位噪声．电源噪声对相噪影响程度的大小与调谐增益直接相关．

通常,VCO在1/f2区域内的性能通过优值(figure of merit,FoM)来比较[12]．优值可表示为

(2)

式中，L(Δω)为在频率偏移Δω处的相位噪声,dBc/Hz；P为振荡器直流功耗，mW.FoM的绝对值越高，振荡器的性能越好.表1给出了本设计与文献[13-16]中VCO FoM值的比较.由表1可看出，本文所设计的VCO在3.51和4.57 GHz下的FoM值分别为-184.6和-186.6.由于本设计采用了开关尾电流源的结构，因此在高频段下功耗与其他设计相比有显著提升，同时二次谐波滤波技术使得其在低功耗下仍然能保持较好的相位噪声性能.

图9 VCO在2个频段的相位噪声

表1 VCO性能比较

4 结语

本文采用TSMC 0.13μm CMOS工艺设计了应用于IMT-A和UWB系统的宽带LC-VCO．核心电路采用的是互补差分负阻结构，并采用开关电流源偏置;开关电容阵列用来实现宽带频率调谐和频带切换．测试结果显示,在1.2V电源电压下,在IMT-A和UWB 2个频段上所消耗的电流分别为5.6和3.0mA．VCO的调谐范围可覆盖整个工作频段并留有裕量,并且在整个工作频带内相位噪声性能较好．

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