无人地面车辆感应式充电试验装置研究

李志宁，何忠波，张英堂，任国全，韩兰懿

(军械工程学院，河北 石家庄 050003)

无人地面车辆将逐渐成为未来战争的主角，其动力电源主要依赖机载蓄电池组，因此无人地面车辆实现安全可靠、快速高效、便利的自动充电方法是其关键技术之一[1]。感应式电能传输装置没有裸露的带电导体，不会产生火花与磨损，将其应用于无人地面车辆后，可以实现机载蓄电池的免拆卸自动充电，尤其适合在特殊环境中(阴雨、水下、粉尘等)安全高效地使用。因此，该项工作是一项极有价值的科研工作。部分学者在此领域已经开展了相关研究，但目前上述成果多存在于实验室阶段[2]。

为了研发一种具有自主知识产权的无人地面车辆感应充电装置，笔者依据感应式电能传输原理，设计了旋转式耦合器与全桥式串联谐振功率变换器，并进行了谐振电路及工作过程仿真，构建了感应充电试验装置，研究了不同气隙条件下的电能传输效率，实现了对12 V/18 AH Ni-MH蓄电池的恒流充电。

1 感应充电系统结构

典型的感应充电系统如图1所示[3-6]，系统主要由相互分离的两部分组成，发送端连接在电源一侧，接收端位于负载侧。发送端用来产生一个可以通过耦合器传递给接收端的交流信号，能量通过分离的耦合器进行传递，接收端把经由耦合器接收到的信号变换成所需的电信号传递给负载。为了提高功率传输能力，减小耦合器的尺寸，提高电磁耦合效率，感应充电系统多采用高频谐振逆变电路，而且通常采用包含漏感为电路元件的谐振电路实现。如果需要对感应式系统电能传输过程进行控制，还要采用控制器和电压、电流反馈装置。笔者重点研究耦合器与谐振逆变器，对控制和反馈装置的设计与实现不再赘述。

2 旋转耦合器设计

感应耦合器是感应式充电装置的核心部件，通常有三种形式：旋转型、可分离型和直线型。为了适应无人地面车辆使用，选用了旋转型耦合器[2-6]。

耦合器核心是1个罐型LP3型铁氧体磁芯，结构形式为磁芯在外，线圈在内。磁芯结构及参数如图2所示，其中：r1= 4 mm；r2=14 mm；r3=30 mm；r4=34.5 mm；ε为气隙宽度，在0～5.6 mm间调节。

从原理上来讲，感应耦合器相当于存在气隙的变压器。假设耦合器是不饱和的，综合各种寄生参数，实际耦合器的等效电路模型如图3所示[7]。

其中，U1和I1分别为初级侧电压和电流强度；U2和I2分别为次级侧电压和电流强度；N1和N2分别为初级和次级线圈匝数；Lm为励磁电感；Im为励磁电流强度；Ls1和Ls2分别为初级和次级线圈漏感[7-8]；R1和R2分别为初级、次级线圈导线电路损耗；Rm为磁芯损耗；Z为输出端负载；C为线圈对地之间以及线圈之间寄生电容(可忽略)。

3 串联谐振功率变换器设计与仿真

3.1 主电路及谐振电路设计

图4是所设计的全桥式串联负载串联谐振变换器。在该电路中，逆变波形先经过耦合器，再通过整流桥与蓄电池负载相连，耦合器除了传递能量外，还有隔离作用。

功率器件Q1～Q4选择IRF460型MOSFET，其参数为500 V/20 A。MOSFET前置驱动电路选用半桥MOSFET驱动器IR2101，使用2片IR2101驱动桥式功率变换器的双臂。

将图4中耦合器次级侧的滤波电容及蓄电池等效到初级，考虑到耦合器等效电路模型(图3)，功率变换器等效谐振电路如图5所示。

其中，Lr是谐振电感；Cr是谐振电容；Uin是输入直流电源；Cf是滤波电容；R为蓄电池等效内阻。则回路等效阻抗的计算公式为：

(1)

式中：ωin为输入电源的角频率。

在所设计系统中，耦合器的漏感作为串联谐振逆变器的谐振电感元件，其数值可通过将耦合器次级短路后测量电容电压信号周期获得[8]。当气隙ε=5.6 mm时，在100 kHz谐振状态下，Lr=10 μH，Cr=254 nF。

3.2 谐振电路仿真

为了验证谐振电路设计的正确性以及分析励磁电感对谐振频率的影响，基于Multisim软件，按照图5建立谐振电路仿真模型。仿真条件为：初级、次级合成漏感Lr=10 μH；Cr=254 nF；Lm=27 μH；Cf=12 μF；采用0.4 Ω电阻来模拟蓄电池。

采用交流仿真分析法，设定分析频段为1 kHz～1 MHz，选择Cf两端电压UCf，即负载电压，Ls的电流ILS，即谐振回路电流，为2个输出变量。

根据幅频特性分析结果可知，谐振点位于100 kHz，这说明谐振电路设计正确。从相频特性分析结果可知，UCf相位在10 kHz以前要超前于电感电流ILS相位，但大于10 kHz后则滞后与电感电流相位。

为了分析励磁电感从27 μH～9.8 mH(对应气隙0 ～5.6 mm)之间变化对谐振电路负载输出电压UCf的影响，采用参数扫描分析法，将励磁电感增量设定为250 μH，共40个点。根据结果分析发现，励磁电感变化对输出负载电压幅频特性没有影响。因此，在大多数情况下，励磁电感对谐振频率的影响可忽略不计。

3.3 主电路工作过程仿真

为了验证所设计系统主电路的正确性，建立了仿真模型[9]。仿真条件为：全桥电路母线电压为60 V；通过Q1、Q3和Q2、Q4上输入相差180°、100 kHz 、幅度15 V的脉宽调制波控制MOSFET的开通或关断；每个开关管都采用了RC吸收电路去除电压尖峰；耦合器初级电压经过耦合器，输出到整流桥，经过12 μF 输出电容和1 μH输出电感变为直流电压；负载为6 Ω电阻。

图6(a)为仿真得到的耦合器初级电压U1、电流I1波形图。耦合器电流是准正弦波，说明主电路已经处于谐振状态。图6(b)为耦合器次级电压U2、电流I2仿真波形图。

4 试验结果及分析

4.1 谐振状态下耦合器输入、输出波形

为了分析主电路是否能正常工作，在耦合器气隙为0.2 mm时，设定工作频率f=100 kHz，负载电阻为6 Ω情况下，令感应充电试验系统输入主电路直流60 V，测量所得耦合器初、次级电流、电压波形如图7所示。在此状态下，耦合器电流中的高次谐波大大减少，可以降低磁芯及线圈的涡流损耗，改善输出电流品质。

通过该试验还可知，耦合器输入输出波形与图6的仿真波形类似，不仅验证了所设计主电路的正确性，而且说明所建立的仿真模型是正确的。

4.2 不同气隙条件下耦合器传输效率试验

在该试验中，负载电阻为6 Ω，调节工作频率f，使谐振逆变器在耦合器气隙变化过程中始终处于谐振或准谐振状态。控制输出功率在70～90 W之间，逐渐增大耦合器的气隙，用示波器采集耦合器初、次级电流和电压波形，并计算功率。

图8为耦合器电能传输效率随气隙宽度变化的曲线。从图8可见，耦合器的电能传输效率随着气隙的增加而呈现斜率渐缓式减小趋势，在气隙ε在0～1.7 mm范围内效率急剧减小，而在1.7～5.6 mm范围内效率减小趋势减缓，最终逐渐趋近于0。

在以上试验的基础上，利用所构建的感应充电试验装置进行了12 V/18 AH Ni-MH蓄电池感应充电试验，主电路输入直流36 V，耦合器气隙设定为1.2 mm，结果实现了3.2 A恒流充电。

5 结 论

为了适应无人地面车辆自动充电的需求，设计了一种基于串联谐振变换器的感应式充电试验装置，得到了如下结论：

1)仿真结果表明，虽然耦合器气隙的变化将引起励磁电感的变化，但对谐振频率的影响可以忽略。

2)在100 kHz谐振状态下，主电路中耦合器初级、次级电压、电流仿真结果与试验结果一致，说明所构建的仿真模型正确，该模型对今后类似设计具有一定的指导作用。

3)由耦合器电能传输效率随气隙变化的试验可知，电能传输效率随着气隙的增加而呈现斜率渐缓式减小趋势，在试验条件下，大气隙与零气隙之间的传输效率相差3倍。

4)所设计的感应充电装置可以实现12 V/18 AH Ni-MH蓄电池的恒流充电。

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