基于数字正交变换的双模DRFM技术研究

吕东泽，喻旭伟，王 俐，蔡易君

（中国电子科技集团公司29所，成都610036）

0 引 言

数字射频存储器（DRFM）可以产生与雷达信号相干的干扰信号，对采用多普勒、脉冲压缩等技术的相干雷达具有很好的干扰效果，因此DRFM在电子对抗领域得到了广泛的关注和应用［1］。DRFM根据其量化方式分为幅度量化和相位量化2种。其中幅度量化DRFM具有输出信噪比高、无模糊带宽较大等优点，但是其在对干扰信号进行相位调制时较为复杂；相位量化DRFM具有动态范围大、实现结构简单等优点，但是当存在多信号时，会出现小信号抑制现象［2］。

为了使DRFM可根据实际情况灵活选取量化方式，本文提出了幅度和相位双模量化的DRFM系统。但是传统DRFM采用的模拟正交变换方法的镜像抑制比最高只能达到30dB［3－4］。为了简化结构、提升性能，本文在双模DRFM中采用数字正交变换方法形成两正交支路。该DRFM系统具有结构简单、应用灵活、镜像抑制比高等优点。

1 正交双模DRFM结构

图1 数字正交双模DRFM系统结构

基于数字正交变换方法的双模DRFM系统的结构如图1所示。该DRFM只需要采用1个模拟／数字（A／D）转换器、1个现场可编程门阵列（FPGA）和1个数字／模拟（D／A）转换器，利用FPGA实现数字正交变换、量化、雷达信号存储、干扰信号调制、混频等功能。该DRFM系统相比传统DRFM系统具有结构简单、功能丰富、易于实现等优点。

2 数字正交变换法

DRFM接收到的雷达带通信号表示为：

式 中： I（t）＝ a（t）cos［φ（t）］；Q（t）＝a（t）sin［φ（t）］。

利用采样频率fs＝4f0／（2m－1）且fs≥2B对s（t）进行采样，其中m表示正整数，B表示信号带宽，可得采样序列为：

式 中： I（t）＝ a（t）cos［φ（n）］；Q（t）＝a（t）sin［φ（n）］。

常用的数字正交变换方法有Hilbert变换法、低通滤波法和多相滤波法，本文分别对其进行分析。

2.1 基于Hilbert滤波法的DRFM

Hilbert变换的理想频谱为［5］：

由上式可知，Hilbert变换为90°移相器，通过该变换后信号只有相位变换，幅度没有变化。DRFM接收到的雷达实信号经过Hilbert变换后变为解析信号，变换后频谱为：

一般利用数字滤波器来实现Hilbert滤波器，理想Hilbert滤波器冲击响应为：

经过Hilbert滤波器后，信号会产生（M－1）／2个采样点的延迟，M为滤波器阶数。由于采用偶数阶Hilbert滤波器会使得延迟为非整数采样点，从而增加延迟匹配的难度，因此一般Hilbert滤波器都采用奇数阶数。

综上，基于Hilbert滤波法的数字正交变换示意图如图2所示。将A／D转换后的雷达信号通过Hilbert滤波器使其与原信号正交，再将另一支路进行延时处理使2个支路时间匹配，然后对其量化。

图2 Hilbert滤波法示意图

2.2 基于低通滤波法的DRFM

基于低通滤波法的数字正交变换如图3所示，将经过A／D转换器的雷达信号分为2路，分别利用数控振荡器（NCO）产生的正交信号相乘，然后经过低通滤波器滤除高频分量，再对2个支路分别量化。

图3 低通滤波法示意图

NCO分别产生cos（ω0n）和sin（ω0n），与s（n）相乘（ω0＝2πf0／fs）可得［6］：

对式（6）、（7）再进行低通滤波后，可得：

低通滤波法中由于I、Q 2个支路采用相同的低通滤波器参数，因此2个支路具有较好的一致性。

2.3 基于多相滤波法的DRFM

由式（2）中采样后的序列可得：

对s（n）进行奇、偶抽取和符号变换可得：

式中：I′（n）和Q′（n）分别为I（n）和Q（n）的2倍抽取，由抽取原理可知，只要I′（n）和Q′（n）数字谱小于π／2即fs≥4B，则其2倍抽取可以无失真地表示原序列［7］。它们的频谱相差1个相位因子ejω／2，相当于时域相差1／2个采样时间，可以采用2个延时滤波器对其偏差进行校正，延时校正滤波器可以采用内插因子为4的多项滤波内插器的分支滤波器［8－9］：HI1（ejω）＝1，HQ1（ejω）＝ejω／2或者 HI2（ejw）＝ejω／4，HQ2（ejω）＝ejω3／4。

因此基于多相滤波法DRFM的正交变换结构如图4所示，首先对经过A／D转换器的雷达信号进行奇、偶抽取和符号变换获得I、Q 2个支路，然后利用多项滤波器的分支滤波器实现不同的分数相移从而使I、Q 2路信号时序匹配。

图4 多相滤波法示意图

3 仿真分析

利用Matlab对基于数字正交变换的双模DRFM进行仿真分析：接收到的雷达信号频率为f0＝120MHz，幅度量化位数为8bit，相位量化位数为3bit，Hilbert滤波器、低通滤波器的阶数均为33，多相滤波器的分支滤波器为8阶。

处理前信号频谱及经过3种双模DRFM的信号频谱如图5所示，图（a）表示处理前原始信号频谱；（b）、（c）、（d）分别表示利用3种方法经过滤波器后，再进行8bit幅度量化、3bit相位量化后信号频谱。从图5可见，处理前的信号频谱存在干扰峰值，双模DRFM可以有效对信号进行幅度和相位量化，3种正交变换方法均可有效抑制干扰。

采用3种方法的DRFM随不同频移其镜像抑制比（IR）的变化如图6所示。由图6可见，低通滤波法随着频移的变化其IR一直保持较好的性能；多相滤波法在频移较小的范围内可以保持较好的IR性能，但随着频移变大，IR性能随之大幅度下降；Hilbert法最大IR低于其他2种方法，但是相比多相滤波法可以在更广的频移范围内保持IR性能，超过范围后随着频移的增大IR性能下降速度低于多相滤波法。

4 结束语

本文首先提出了双模体制的DRFM系统，该DRFM结构仅需1个A／D转换器、1个FPGA和1个D／A转换器，可以有效对雷达信号进行幅度、相位量化，其结构简单且功能丰富。双模DRFM中采用数字正交变换方法相比模拟方法可以大幅度提升DRFM的镜像抑制比，其中Hilbert法可达到的最优IR在3种方法中最低，超出一定频移范围后多相滤波法随频移变化性能下降最快，低通滤波法镜像抑制性能随频移变化较小。

图5 雷达信号及3种方法双模DRFM处理后频谱

图6 镜像抑制比随频移变化

［1］Schleher D C.Electronic Warefare in The Information Age［M］.Boston：Artech House，2000.

［2］李菊.基于幅相量化的DRFM 技术［J］.上海航天，2008（5）：57－60.

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［4］曾涛，龙腾，毛二可.一种新的中频采样滤波器的设计与实现［J］.电子学报，2000，28（6）：51－54.

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