基于谐振推挽电路的X射线管灯丝电源设计

汤代斌 朱卫民 洪乃刚

(1.安徽机电职业技术学院，安徽 芜湖 241000;2.马鞍山恒瑞测量设备有限公司，安徽 马鞍山 243000;3.安徽工业大学，安徽 马鞍山 243000)

X射线在物质结构分析、医学诊断、工业探伤和厚度测量等方面的应用日益广泛。X射线管是将电能转换为X射线能的关键部件，因而提高X射线管的使用寿命具有重要的意义，高性能的灯丝电源可延长X射线管寿命。特别是管高压采用正负电源供电的X射线管灯丝电源的设计必须考虑灯丝电源与管高压电源部分的电气隔离与绝缘。本文针对以上情况，介绍一种基于谐振推挽电路结构的X射线管灯丝电源的设计。

1 X射线管的结构和灯丝供电方式

目前使用的X射线管一般为热电子X射线管，主要由阳极靶、阴极灯丝、玻璃外壳3部分构成，其结构如图1所示。它在真空管中利用加热阴极灯丝发射的热电子作为电子源，在两极间高压电场作用下形成高速电子流轰击对面的阳极钨靶而产生出X射线。因此X射线管工作时，给灯丝加热需要灯丝电源供电，同时X射线管的阳极与阴极间的管高压需要直流高压电源供电。管高压有单电源和正负电源2种供电方式，管高压采用单电源供电时，灯丝加热一般采用直流供电方式，如图1所示，灯丝位于地电位端，对管高压和灯丝电流的控制较为简单且容易实现。往往将管高压电源和灯丝电源合在一起并采用一套控制系统来实现对管高压和灯丝电流的闭环控制。但采用这种供电方式时，管高压电源内部高电位端电压高，对器件的耐压和高电位端与电源盒体之间的绝缘要求较高，高压电源的体积不易减小，因此采用单电源供电时，高压电源的输出电压难以提高。

图1 管高压采用单电源供电示意图

采用正负电源对高压供电时，容易得到较高的输出电压，同时电源内部高电位端电压低，输出电压相同时仅为单电源供电电压的一半，有利于降低器件的耐压强度，减小高压电源的体积，但灯丝电源处在负高压电位端，只能采用交流形式对灯丝供电，并要求在高压电源负高压电位端与灯丝电源间插入变压器和电容来现实对高压隔离，如图2所示，因而变压器的二次侧线圈电感及变压器的漏感和电容等构成了串联LC谐振电路。

图2 管高压采用正负电源供电示意图

2 主电路设计

2.1 主电路拓扑

由以上分析可知，管高压采用正负电源供电时，灯丝供电电路与负高压电源之间采用变压器和串联电容进行隔离，由此可采用串联谐振推挽变换电路来实现对X射线管灯丝供电，其主电路结构如图3所示，电路中的功率开关管Q1和Q2接在带有中心抽头的变压器一次侧线圈两端，此电路可以看成完全对称的两个单端正激变换器组合而成。Cs1和Cs2为包括MOSFET漏源极结电容在内的并联电容。Lr为包括漏感在内的变压器的二次侧电感，Cr为串联谐振电容。

图3 串联谐振推挽变换电路

2.2 主电路工作模态分析

串联谐振推挽变换电路工作频率在接近LC网络固有谐振频率时，电路有4种工作模态，电路工作波形如图4所示。其等效电路分别如图5中的(a)、(b)、(c)和(d)所示。

模态1(t0～t1):t0时刻之前，功率管Q1漏源极并接的电容Cs1已放电到零，t0时刻Q1导通，则Q1为零电压导通，变压器一次侧流过电流i1，变压器励磁电流线性增长，变压器二次侧谐振网络发生谐振，一次侧向二次侧传输能量。此模态中Cs1电压为零，Cs2电压箝位在2Uin。当LC电流谐振到零时，折算到一次侧的电流亦为零，若此时关断Q1，则Q1为零电流关断。

图4 电路工作波形

模态2(t1～t3):t1时关断功率管Q1，此时Q2亦处于关断状态，变压器励磁电流对Q1、Q2漏源极并接的电容Cs1、Cs2进行充放电，由于变压器励磁电流足够大，且功率管并接的电容值比较小，充电时间比较短，故可认为充放电时励磁电流大小不变，电容电压为线性变化，Cs1电压由零增加到2Uin，Cs2电压由2Uin减小到零，Q2的反并二极管自然导通。

模态3(t3～t4):该模态类似模态1，Q2零电压导通，向二次侧传输能量，Cs1电压箝位为2Uin。当二次侧LC电流谐振到零时，折算到一次侧的电流亦为零，若此时关断Q2，则Q2为零电流关断。

模态(t4～t6):该模态类似模态2。

2.3 控制原理

推挽谐振变换器工作在谐振状态时，其二次侧谐振网络的固有谐振频率为一固定值，要实现电路的零电流关断，必须使电路功率开关管的工作时间大于谐振周期，从而在半个工作周期内，谐振网络完成半个周期的谐振，二次侧电流减小到零，通过变压器折射到一次侧的电流亦为零，此时关断功率开关即为零电流关断。因而对输出电流的控制应采用变频调制的方法。变频控制有2种控制策略，即固定导通时间和固定关断时间的方法。

图5 电路工作模态

3 控制电路设计

控制电路采用能够产生两路相位相差180°驱动信号的脉冲宽度调制集成电路SG3526，内部结构如图6所示，SG3526内部集成了振荡器、PWM比较器、误差放大器、限流比较器、欠压锁定电路、软启动控制电路和基准电压产生电路，频率可调，同时能限制最大占空比，并且其输出为推拉输出形式，增加了驱动能力。

图6 SG3526内部结构

由于灯丝处于负高压电位端，难以对灯丝电流进行检测，因而只能以X射线管的管电流作为反馈量实现对灯丝电流的控制，SG3526引脚9的电位在频率变化过程中几乎不变，即保持在3.6 V左右，设计灯丝电流控制电路(图7)工作原理如下:由高压电源输出的管电流信号经过调理后输出一个电压信号Ua;Ua与电流给定信号Ub进行加法运算，经过PI调节产生－3.2～0 V的电压Uc。Uc反相后产生0～3.2 V的电压信号Ud。SG3526引脚9固定输出的3.6 V电压与Ud的电压差加在振荡电阻R13上，改变Ud大小即改变流过R13的电流，从而改变SG3526振荡电容C9的振荡频率，改变SG3526的输出驱动脉冲的频率。当管电流大于电流给定时，PI调节器使Ud电压升高，SG3526引脚9电流变小，其输出频率降低，灯丝电流有效值变小;反之，当管电流小于电流给定值时，SG3526输出频率增大，灯丝电流有效值变大，即实现电流闭环的控制。通过调节RP2改变电流给定值可以改变灯丝电流，从而实现灯丝电流的调节。

R16、R17和RP1电阻网络构成占空比调节电路，通过调节RP1可以改变占空比的大小，同时用电阻R21限制最大占空比。为防止输出电流过大，烧毁灯丝，在主电路功率开关管源极和输入电源地之间放置电流采样电阻，并将电流采样信号经RC滤波后送到SG3526的7脚，即内部电流比较器的同相端，当SG3526的6脚与7脚之间的电压超过100 mV时，封锁输出驱动脉冲，从而关断功率开关管，停止功率输出。

图7 控制电路原理图

4 实验与结果

为验证设计的正确性与可行性，制作了实验样机，主要参数如下:变压器的一次侧与二次侧匝数Np∶Np∶Ns=15∶15∶8;开关频率 fs=6.8 kHz;谐振电容Cr=680 nF;谐振电感Lr=830 μH。

图8 主电路实验波形

图8(a)为功率开关管DS间电压和驱动电压波形，图8(b)为负载R取10 Ω，直流输入24 V条件下测量得到的输出电压uo波形和功率开关管驱动电压波形，从波形图可知，功率开关管可以实现零电压导通和零电流关断，与理论分析吻合。

5 结语

本文设计的基于谐振推挽电路结构的X射线管灯丝电源，在开关频率等于或小于谐振频率时，主电路功率开关管能够实现零电压导通和零电流关断，提高了电源效率。应用脉冲宽度调制集成电路SG3526的变频控制方式，可有效控制灯丝电流，并实现过流保护，极大地提高了灯丝电源的性能。

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