ZVS移相全桥电路尖峰抑制方法的研究

杨文铁, 耿攀, 杨勇, 徐正喜

（武汉第二船舶设计研究所，武汉 430064）

0 引言

移相全桥电路开关管的高频通断会产生高频电压振荡和电压尖峰，同时变压器漏感或谐振电感与变压器绕组电容和整流二极管的结电容之间也会产生寄生振荡，由此增加了开关管和整流管的电压应力和反向恢复损耗，也带来了严重的电磁干扰问题[1,2]。本文主要分析了开关过程中尖峰产生的几个主要原因，提出了尖峰抑制的方法，并通过样机试验证明了相关措施的可行性。

1 死区时间对开关过程的影响

移相全桥电路中桥臂的硬开关过程是产生电压振荡和尖峰的主要原因，滞后桥臂相比于超前桥臂更难于实现ZVS。为了改善的开关过程，实现ZVS，常用的方法是加大谐振电感，或者输出端并联一个假负载以增加谐振电感上的能量，保证有足够的能量延长开关管体二极管导通时间，为桥臂的ZVS创造条件。下面以滞后桥臂为例分析其死区时间Tdead对开关管实现ZVS的影响。

图1是给出了滞后管Q2开通前的等效电路图，因为Q4的关断，Lr与C2和C4谐振工作，C2放电，C4充电。滞后桥臂中点B与超前桥臂中点A之间的电压VBA谐振上升， Q2两端的电压谐振下降。VBA的波形，如图2中曲线1所示。其中 t1是 Q4关断的时刻，t2是 Q2的体二极管D2导通的时刻，t2’是D2关断的时刻，t2”是VBA谐振下降到零的时刻，ton是开关管Q2的开通时刻，该时刻由 Tdead决定。图中[t2，t2”]时段内，体二极管D2导通，将VBA箝在Vin。图2中曲线2是死区时间不同时，实际的 VBA波形。共有四种情况：

1) ton∈[t1, t2], Q4在t1时刻关断后，Lr、C2及 C4谐振工作，C2放电，C4充电，且VC2+VC4=Vin。如果在谐振过程中 Q2始终保存关断，VC4应充电上升到至 Vin，相应 VC2可放电到0。如果在 VC4上升途中，Q2开通，则导致 VBA会以两种不同的斜率上升 Vin，如图（a）所示，因为Q2开通后，电源通过Q2给C4充电，导致电压快速上升，此时VC2也没有下降到0，即Q2没有实现ZVS；

2) ton∈[t2, t2’], Q2开通之前 D2已经导通，Q2两端电压为零，如图（b）所示，Q2实现ZVS；

3) ton∈[t2’, t2”], 当死区时间过长，VC2 已降为0，若此时没有及时开通V2，谐振电感中的能量不足以维持 D2的导通, 导致 C2的反向充电，如图（c）所示，Q2的端电压不再为 0，所以此时Q2没有实现ZVS；

4) ton>t2”, Q2开通时，VBA下降到零，Q2的端电压为Vin，如图（d）所示，Q2为完全硬开通。

综上分析，合理调整死区时间，以实现开关管的ZVS，可有效抑制开关尖峰。

2 二极管寄生振荡的抑制

ZVS移相全桥变换器输出整流二极管以及开关管体二极管都不是工作在软开关状态，存在反向恢复过程。在二极管反向恢复时，变压器的漏感或附加的谐振电感和二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间会发生高频谐振，从而使产生寄生振荡。对于二极管反向恢复引起的电压尖峰，有以下几种下常见的抑制措施：

1) RCD缓冲电路 在正负母线之间增加RCD 缓冲电路，电路中的一部分寄生电感产生的电压尖峰可被 RCD 电路所吸收，从而减少di/dt 值，抑制电压尖峰。

2) 整流二级管并联 RC吸收电路 RC吸收电路可抑制整流二极管关断时因反向恢复引起的电压、电流尖峰，同时减少电磁干扰的产生。

3) 二级管箝位电路 如图1中，嵌位二极管主要是吸收整流二极管反向恢复振荡，因为二极管反向恢复会产生一个较大的电压尖峰，其值会超过母线电压，嵌位二极管导通，能量通过嵌位二极管续流，回馈到输入电源中，所以整流输出电压只在二极管开通的瞬间有一个尖峰，嵌位二极管导通后，将其端电压嵌位在输入电压大小，避免了整流输出电压的后续振荡。

3 线路杂散电感的影响

ZVS移相全桥变换器一般采用较高的开关频率，因而线路中杂散电感会产生较大的di/dt 值。如图3所示，圆圈为电路中对开关过程会产生影响的几段主要杂散电感分布，包括输入端与桥臂、两桥臂与箝位二极管、变压器副边绕组与整流二极管之间的导线，通过合理布置元器件位置，来尽量减短这几段导线的距离，同时对于小功率的开关电源可采用PCB板走线来减小杂散电感，而对于大功率电源则尽量用铜排、层叠母线代替导线。同时在所有开关管的正负母线之间，都并联高频吸收电容，以吸收开关过程中的高频谐振成分,如图3所示。

4 试验验证

为了验证以上分析正确性及抑制措施的有效性，在2 kW原理样机上进行了相关试验。图1为改进前滞后桥臂驱动及端电压波形（曲线1为驱动，2为端电压），可以看到，死区时间过长导致Q2为完全硬开通，试验波形与图2（d）分析一致。图5为变压器原边端电压（曲线1）和整流桥输出电压（曲线2），二极管反向恢复引起的电压振荡明显。图6为减小死区时间，滞后管实现了ZVS，并增加了箝位二极管和母线高频吸收电容后的电压波形（曲线1为驱动，2为端电压），改善显著。轻载对于移相全桥电路是比较恶劣的工况，难于实现软开关，图7为轻载时图1中A、B两点间的电压（曲线 1）和变压器副边端电压（曲线2），可以看到，以上措施对尖峰抑制效果明显。

5 结论

本文对 ZVS移相全桥电路开关过程中电压振荡和电压尖峰产生的原因进行了研究，给出抑制措施，并通过试验验证了方法的有效性。通过采取尖峰抑制措施，可有效减小开关损耗和EMI问题，降低开关器件因为电压尖峰过高而损坏的风险，利于高频化，以进一步提高变换器的功率密度和效率。

:

[1]阮新波, 严仰光. 直流开关电源的软开关技术. 北京: 科学出版社, 2000.

[2]陈坚. 电力电子学—电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社, 2002:289-328.

[3]Ruan Xinbo, Liu Fuxin. An improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping diodes[C]. Power Electronics Specialists Conference, 2004 IEEE 35th Annual, 2004, 2:1476-1481.

[4]Xinke W，Junming Z，et al. Analysis and optimal design considerations for an improved full bridge ZVS DC-DC converter with high efficiency[J].IEEE Trans on Power Electronics，2006，21(5): 1225 -1234.