三相高频链矩阵式逆变器的SPWM混合调制策略研究

郑连清，黄金波

(重庆大学 输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044)

0 引言

自1977年 Mr．Espelage和 Mr．Bose提出了高频链逆变技术的新概念后[1]，三相高频链逆变技术以其重量轻、体积小、功率密度大和可靠性高等优越的性能成为近年来的研究热点。

但是，矩阵式逆变器在开关发生切换的瞬间，会出现暂时的开路现象，此时高频变压器漏感中的储能没有放电回路，导致很高的电压浪涌，威胁开关器件的安全。安全换流成为了制约矩阵式变换器实用化的关键问题。为了实现后级矩阵变换器的安全工作，国内外学者先后提出了多种换流方法，比如自然换相法[2]，重叠换相法[3]，移相控制 ZVS 法[4]。文献[5]从分析三相高频链矩阵式变换器拓扑结构入手，提出了一种解结耦思路，将后级矩阵变换器拓扑解耦成2个常规的三相电压源逆变器，使得已有的常规逆变器的控制策略和调制方法在研究过程中可以引入到对矩阵变换器的控制中。文献[6]基于此思路，提出了一种SPWM调制的控制新方法，但在换流过程中依然存在后级电路开关器件电压应力过高的问题。文献[7]提出了一种180°方波调制的HPWM混合调制策略，比较有效地解决了换流问题。

针对以上问题，结合上述文献的解决方法，本文提出了一种基于解结耦思路的SPWM混合调制策略，运用该调制策略可以在没有任何辅助检测环节的条件下有效解决换流问题，可实现一步自适应换流，降低开关器件的电压应力。文中给出了该调制策略的逻辑实现电路，并介绍了控制电路的设计过程。采用Saber仿真软件对系统进行了仿真研究，仿真结果验证了所提控制策略的可行性。

1 主电路及工作原理

图1为三相高频链矩阵式逆变器的主电路拓扑，主电路采用DC/AC1/AC2两级功率变换方式。由单相全桥逆变电路和高频变压器组成的前级高频逆变器，采用PWM调制策略把直流输入电压Ud变换成占空比为0.5的高频交流方波AC1，实现第一级功率变换。由单相/三相矩阵式变换器和滤波电路组成的后级交-交变频电路，采用SPWM混合调制策略把高频交流方波AC1解调并滤波后，输出与调制波同频率的三相交流电AC2，实现了第二级功率变换。

图1 高频链矩阵式逆变器主电路拓扑Fig．1 Main circuit of matrix inverter with high frequency link

2 SPWM混合调制策略的原理及逻辑实现

按照解结耦思路[5]，根据高频逆变桥生成高频交流方波的极性将单相/三相矩阵变换器分解成2个常规三相电压源逆变器，如图2所示。当高频逆变桥输出正极性高频方波时，将可以正向工作的逆变器定义为正组。反之，将可以负向工作的逆变器定义为负组。

图2 矩阵逆变器的解结耦Fig．2 De-re-couple to matrix converter

基于拓扑解耦的普通SPWM控制策略[6]，根据矩阵变换器输入电压的极性，采用SPWM调制策略交替对正负组逆变器进行控制。因此在高频交流的某一正极性或负极性阶段，始终只有一组逆变器在工作。当矩阵变换器的某一相输出由同一桥臂的一个双向开关向另一个双向开关切换时，无论是采用死区换流法还是重叠换流法[8]，都需要添加辅助电路以抑制换流过程中产生的过电压或过电流，从而增加了电路的复杂度。针对双向开关的换流问题，国内外学者提出了不同的多步换流策略，比如四步换流策略[9]、智能换流策略[10，11]和两步换流策略[8]，但由于在其换流过程中需要检测电流方向或电压极性，不仅增加了电路成本，而且实现起来易受检测环节精度的影响，降低换流的可靠性。

本文提出的SPWM混合调制策略可以实现一步自适应换流。以下给出控制原则并以U相为例介绍其逻辑实现电路的设计过程。

(1)当矩阵变换器输入为正极性高频方波时，触发负组逆变器的所有开关，正组逆变器按照常规SPWM调制方式正常工作。

(2)当矩阵变换器输入为负极性高频方波时，触发正组逆变器的所有开关，负组逆变器按照常规SPWM调制方式正常工作。

与常规SPWM调制策略的正、负组逆变器交替运行相比，当主电路按照以上控制原则运行时，正、负组逆变器是按照以下协调关系运行:当其中一组逆变器工作时，另一组逆变器的所有开关管全部开通，充当续流回路。这样一来，后级电路的换流问题就成为了普通逆变器的换流问题，实现一步自适应换流，有效降低了换流难度，减小开关管的电压应力。

以U相为例，矩阵变换器双向桥臂上4路开关驱动信号的实现过程如下:利用正弦调制波US和锯齿波UC进行比较后获得两路互补的常规SPWM信号:USPWM，然后再将此两路信号与相位互补、占空比为0.5的方波V1，进行逻辑组合，方波V1，与高频变压器输出的高频交流方波同步。这样就可以得到U相双向桥臂上4路开关的驱动信号，波形示意图如图3所示。同理可得出V，W相开关管的驱动信号。

图3 U相桥臂开关驱动信号Fig．3 Drive signal for the switches of phase U

图4所示电路即可满足以上述U相的控制规则。

图4 SPWM混合调制策略组合逻辑Fig．4 Combinational logic design for integration SPWM strategy

下面介绍此电路的具体设计方法。

首先定义 V1、USPWM为 “1”时呈高电平状态，反之呈低电平。

定义开关函数:

根据上述控制原则列出控制逻辑真值表1。

表1 混合SPWM合成真值表Tab．1 Truth table of integration SPWM composite

由表1可得出U相双向桥臂上4路驱动信号的逻辑表达式:

由表达式即可得到逻辑实现电路图4。

通过以上分析研究可以看出，该控制策略简单易实现，只需对普通SPWM信号进行适当的逻辑处理，即可实现对后级矩阵变换器的解结耦控制，并且其换流过程是一种自适应一步换流。

3 仿真结果及分析

为了验证SPWM混合调制策略的可行性，采用Saber仿真软件对整个系统进行仿真研究。仿真参数见表2。

表2 仿真参数Tab．2 Parameter for simulation

图5(a)为常规SPWM信号经混合调制逻辑处理后生成的U相桥臂开关驱动信号以及变压器副边电压波形，图5(b)为局部放大图，由图可知，此四路驱动信号符合SPWM混合调制策略的控制原则。图6为双向开关中的单向可控器件的驱动信号及其集射电压波形，开关管压降只有极少量的毛刺电压，波形干净有序，验证了该控制策略有利于减小开关电压应力。图7为经LC滤波后输出的三相电压波形，输出电压畸变较小，相位、幅值达到了预期要求。

图5 U相桥臂开关驱动信号和变压器副边电压Fig．5 Switch drive signal of phase U and transformer secondary voltage

图6 驱动信号和管压降波形Fig.6 Driving signal and voltage drop across the switch

图7 三相输出相电压Fig.7 Three-phase output phase voltage

4 结论

本文围绕三相高频链矩阵式逆变器的安全换流问题，基于拓扑解结耦思想提出一种SPWM混合调制策略，给出了逻辑实现电路的设计过程。该控制策略可以实现一步自适应换流，减小开关器件的电压应力，且无需检测环节参与，不受检测精度制约，容易实现。最后给出仿真研究结果，验证了该控制策略的正确性和有效性。

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