基于改进型SVPWM的五电平NPC/H变流器共模电压抑制技术研究

章勇高， 龙立中， 陈长龙， 邝光健

(1．华东交通大学电气与电子工程学院，江西南昌 330013;2．中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏徐州 221008)

0 引言

近些年来，随着工业领域电压等级需求的提高，高压大功率变频器得到了广泛的应用，其中级联型多电平变频器以其优越的谐波特性越来越引起人们的关注，与此同时共模电压(common－mode voltage，CMV)幅值升高造成的危害也引起了广大学者的重视，如共模电压引起的过高轴电流会在短时间内将电动机轴承烧毁、产生电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)等。为此，许多行之有效的方案被提出。目前，变频器CMV的抑制主要考虑两方面:其一，改造实际结构，外加无源滤波器和有源滤波器等［1－3］，其缺点在于体积和成本增加，且很难应用于高压大功率场合;其二，改进控制策略［5－8］，文献［5］提出一种改进型三电平空间矢量脉冲宽度调制(space vector pulse width modulation，SVPWM)策略，基本思想是摒弃产生较大CMV的电压矢量，在调制过程中只采用CMV为Vdc/6和0的电压矢量，从而有效的抑制CMV。文献［7］针对三电平NPC变流器，分别从SVPWM和正弦脉冲宽度调制(sine pulse width modulation，SPWM)各提出一种消除共模电压的调制方式，其中SVPWM方式只采用CMV为0的电压矢量参与调制，SPWM方式则是通过异相调制来消除开关CMV。以上方法均以两电平或三电平变流器为研究对象，针对多电平变流器，文献［10］提出目标最优化零序电压注入法，该方法可优化多个目标，但不能同时实现。当以抑制CMV为优化目标时，将满足要求的零序电压与原调制波融合得到新的调制波，从而适当改变变流器的开关状态来达到抑制CMV的目的。文献［11］给出一种适用于级联两电平H桥式变流器的零序分量注入法，该方法利用SVPWM与SPWM之间的等效关系，在多种SPWM技术的调制波中注入特定分量来抑制CMV，并推广到其他类型级联多电平变流器中。上述多种方法在抑制CMV方面效果明显，但或多或少都具有两个不可避免的缺点:谐波特性差和电压利用率不高。众所周知，传统SVPWM技术在这两方面的表现均强于SPWM，可现有以抑制或消除CMV为目的的改进型SVPWM在该两方面都有一定程度的降低，并且，随着电平数的增加，该类策略所需计算量和复杂程度会大幅度增加，实现更为困难。

针对上述一系列问题，提出一种应用于五电平甚至更高电平级联型桥式中点箝位(neutral point clamped/H－bridge，NPC/H)变流器的改进型SVPWM技术。该方法将五电平NPC/H等效为两个三电平中点箝位(neutral point clamped，NPC)变流器，并分别采用三电平SVPWM控制，这样五电平SVPWM就分解为两个三电平SVPWM，计算量减少，复杂程度降低，实现更为容易;另外，为抑制共模电压，其中一等效变流器采用文献［7］提出的改进型SVPWM方案，从而五电平NPC/H变流器产生的CMV与单个三电平NPC变流器产生的CMV相同。对比性的理论分析和仿真结果说明该方法很好的抑制了CMV，电压利用率也维持在很高的水平。

1 五电平NPC/H变流器拓扑结构及共模电压分析

五电平NPC/H变流器的主电路如图1所示，每相由一个H桥构成，每个H桥由两个三电平桥臂组成，每个桥臂有4个转换开关和4个续流二极管。以A相为例，其产生的相电压Van由两个单独桥臂产生的电压相减得到，有

其中，Vao和Vno分别为组成A相的两个桥臂的输出电压，单个桥臂输出电压与开关状态之间的关系为

图1 五电平NPC/H逆变器拓扑结构Fig．1 Topology of a three phase five-level NPC/H inverter

可见，每个桥臂可以输出三个等级的电压:Vdc/2，0，－Vdc/2。两个桥臂输出的三电平电压组合后形成一个五电平的电压，组合方式如表1所示。

在类似电动机驱动系统中，所谓的CMV是指直流电压源中点与电动机或者变压器中点之间的电位差，因此五电平NPC/H逆变器的CMV可表示为

从方程(3)可以看出，五电平NPC/H逆变器产生的 CMV可能有多个电压等级 ±Vdc，±5Vdc/6，±2Vdc/3，±Vdc/2，±Vdc/3，±Vdc/6和0。

表1 开关状态与输出电压之间的关系Table 1 Output voltage of five-level inverter

2 改进型空间矢量脉冲宽度调制

改进型SVPWM技术是在将五电平NPC/H逆变器等效成两个三电平NPC逆变器的基础上对其中一个NPC采用消除CMV的SVPWM技术来实现对整个系统CMV的抑制。

逆变器等效思想如图2所示，逆变器NO．1和NO．2为等效后的两个三电平NPC，逆变器NO．1由三相H桥的左桥臂构成，逆变器NO．2由三相H桥的右桥臂构成。参考向量Vref被分解为两个不同的向量Va和Vb，如图3所示，－Va是逆变器NO．1的输出电压矢量，Vb是逆变器NO．2的电压矢量，有

图2 逆变器等效原理图Fig．2 The concept of equivalent inverter

图3给出了两种典型情况下的调制方案。五电平逆变器空间矢量图的第一扇区用三种颜色进行区分。第一种情况如图3(a)，参考电压Vref位于第二区域，有

图3 改进型SVPWM调制原理图Fig．3 The operating principle of proposed SVPWM

其中，向量V1，V2，V3，V4，V5和V6是三电平逆变器空间矢量图中产生零CMV的6个电压矢量。第二种情况如图3(b)，参考电压Vref位于第一或者第三区域，矢量－Va由向量V4和V5来合成，即在采样周期的前半段里，逆变器NO．1输出的电压矢量为V4，后半段为V5，有

区域3与区域1情况相同，这就保证了逆变器NO．1工作在整个扇区的过程中都不会产生共模电压，其他扇区情况类似，这里就不一一推导。

3 共模电压和电压利用率的理论分析

3.1 共模电压幅值分析

对于三电平NPC逆变器，其产生的CMV用方程(7)表示，其中，sa，sb和sc是NPC逆变器三相的开关函数，根据开关状态的不同可为“－1”，“0”或者“1”。

同样，对于五电平NPC/H来说，其产生的共模电压也可用方程7表示，开关函数的可取值则为“－2”，“－1”，“0”，“1”和“2”。结合公式(7)可以知，在三电平 SVPWM 中，开关状态(1，1，1)和(－1，－1，－1)产生最大幅值的共模电压，而在传统SVPWM调制中，上两开关状态并不参与调制，因此，在传统SVPWM调制下，三电平NPC逆变器产生共模电压的最大幅值为

其中Vdc为直流电压源的幅值。在五电平NPC/H的空间矢量图中有125个开关状态，在传统的五电平SVPWM 调制过程中，状态(2，2，2)和(－2，－2，－2)也不参与调制，其产生的CMV的最大幅值可能为

如采用文献［5］提出的调制策略，可称之为零CMV调制策略，则其对应的CMV幅值为

提出的改进型SVPWM控制下，由于逆变器NO．1的工作过程并不产生共模电压，所以整个五电平NPC/H产生的CMV相当于一个三电平NPC逆变器在传统SVPWM控制下所产生的CMV，其最大幅值为±Vdc/3。

3.2 电压利用率

采用改进型SVPWM策略，五电平NPC/H可合成的最大参考电压矢量的幅值与图4(a)中线段OP的长度相同，点P为两种不同情况下调制区域的交点，有

最大线电压基波有效值为

采用传统七段法SVPWM控制下时，最大参考电压向量的幅值与图4(b)中线段OQ长度一致，Q为内切圆与六边形的切点，有

图4 五电平NPC/H逆变器最大参考电压幅值Fig．4 The maximum reference voltage of five-level NPC/H inverter

采用零CMV调制策略时，则有

最大线电压基波有效值为

式(12)除以式(14)有

式(16)除以式(14)有

可以看出，相对于传统SVPWM，改进型SVPWM技术电压利用率仅仅降低了0.09，而零CMV策略缺降低了0．13。

4 仿真

为验证理论分析的正确性，采用Matlab/SIMULINK对五电平NPC/H逆变器的电压利用率及CMV进行仿真。仿真参数:直流电压200 V;参考电压频率50 Hz;采样频率12.5 kHz。

图5和图6为两种不同调制策略在各自最大参考电压下的仿真波形。如图5，在传统SVPWM调制下，当Vref=Vref，max=1.73Vdc=346 V，即调制比M=1时，线电压基波的幅值值为388.3 V，其有效值为274.61 V，同样，图6中，在改进型SVPWM技术控制下，Vref=Vref，max=1.57Vdc=314 V 时，输出线电压基波幅值为340.6 V，其有效值则为240.88 V。图7则给出了零CMV调制策略下，电压参考矢量为最大值时的仿真结果图，线电压基波幅值为333．6 V，有效值为236．9 V。由于仿真误差的存在，三种调制方法对应的最大线电压有效值与理论分析值均存在细小偏差。尽管如此，三者之间的大小关系一定程度上也说明了三种调制策略在电压利用率方面的高低情况，并且，如忽略该误差的话，仿真结果一定程度上也验证了理论分析的正确性。

图5 传统七段法 SVPWM(M=1，Vref=Vref，max=346 V)Fig．5 Conventional 7-segment SVPWM(M=1，Vref=Vref，max=346 V)

图6 改进型 SVPWM(Vref=Vref，max=314 V)Fig．6 Modified SVPWM(Vref=Vref，max=314 V)

图8和图9分别为Vref=225 V和Vref=150 V时三种调制方法对应的仿真结果。纵观三组仿真结果中的CMV波形可以看出，在采用改进型SVPWM技术调制过程中，五电平NPC/H变流器产生的CMV最大幅值始终为66．67 V(Vdc/3)，而在传统SVPWM调制过程中，三组仿真结果中CMV的最大幅值依次为 100 V(Vdc/2)，133．34 V(2Vdc/3)和133．34 V(2Vdc/3)，均大于Vdc/3，零 CMV 策略对应的CMV幅值则始终为零，与理论分析一致。

图8 线电压和CMV波形(Vref=225 V)Fig．8 Waveforms of line voltage and CMV(Vref=225 V)

5 结语

改进型SVPWM共模电压抑制技术将五电平NPC/H变流器等效成两个三电平NPC变流器，在算法计算上空间矢量电平数由5减少到3，计算复杂程度大大降低，计算量小，易于工程实现。

为抑制五电平变流器的共模电压，其中一个等效三电平NPC变流器采用零CMV的SVPWM，另一等效三电平变流器采用传统SVPWM，五电平变流器的总共模电压等于传统SVPWM三电平变流器的共模电压，其最大幅值为Vdc/3，远小于传统SVPWM五电平变流器产生的共模电压最大值5Vdc/6。

图7 零CMV调制策略(Vref=Vref，max=300 V)Fig．7 Zero CMV modulation(Vref=Vref，max=300 V)

图9 线电压和CMV波形(Vref=150 V)Fig．9 Waveforms of line voltage and CMV(Vref=150 V)

改进型SVPWM共模电压抑制技术下，五电平NPC/H变流器的直流电压利用率为1．28，比传统SVPWM下的1．41下降了9%，相对零CMV抑制技术下降的13%提高了很多，同时改进SVPWM和零CMV共模电压抑制技术下五电平变流器的谐波含量大致相等，均为45%左右。

因此，综合考虑直流电压利用率、谐波含量、共模电压以及计算量，根据理论分析和仿真结果，改进的SVPWM共模电压抑制技术具有一定的优势。

更为重要的是，该改进SVPWM策略对于更高电平数级联NPC/H变流器的CMV抑制问题的研究具有重要的参考价值。

［1］AKAGI H，TAMURA S．A passive EMI filter for eliminating both bearing current and ground leakage current from an inverter-driven motor［J］．IEEE Transaction on Power Electronics，2006，21(5):982－989．

［2］KIM Y S，SUL S K．A novel ride-through system for adjustabledrives using common-mode voltage［J］．IEEE Transaction，2001，37(5):1373－1382．

［3］MEI C，BALDA J C，WAITE W P．Cancellation of common-mode voltages for induction motor drives using active method［J］．IEEE Transaction on Energy Conversion，2006，21(2):380 －386．

［4］王立乔，胡长生，张仲超．错时采样空间矢量调制技术的频域数学分析［J］．电力系统自动化，2004，28(2):26－31．

WANG Liqiao，HU Changsheng，ZHANG Zhongchao．Mathematics analysis in frequency domain for sample time staggered space vector modulation technique［J］．Automation of Electronics on Power Systems，2004，28(2):26 －31．

［5］RENDUSARA D A，CENGELCI E，ENJETI P N，et al．Analysis of common mode voltage—“neutral shift”in medium voltage PWM adjustable speed drive(MV － ASD)systems［J］．IEEE Transaction on Power Electronics，2000，15(1):1124 －1133．

［6］KIM Heejung，LEE Hyeoundong，SUL Seungki．A new PWM strategy for common-mode voltage reduction in neutral-point-clamped inverter-fed AC motor drives［J］．IEEE Transaction，37(1):1840 －1845．

［7］ZHANG H，JOUANNE A，DAI S，et al．Multilevel inverter modulation schemes to eliminate common-mode voltages［J］．IEEE Transaction，2000，36(1):1645 －1653．

［8］王立乔，王长永，张仲超．组合变流器移相SVM技术的研究［J］．电力系统自动化，2002，26(18):36 －40，49．

WANG Liqiao，WANG Changyong，ZHANG Zhongchao．Study of the multi-modular phase-shifted SVM converters［J］．Automation of Electric Power Systems，2002，26(18):36 －40，49．

［9］YUAN X，Li Y，WANG C．Bjective optimization for multilevel neutral-point-clamped converters with zero-sequence signal control［J］．IEEE Transaction on Power Electronics，2010，3(5):755 －763．

［10］POH Chiangloh，DONALD Grahameholmes，YUSUKE Fukuta，et al．Reduced common-mode modulation strategies for cascaded multilevel inverters［J］．IEEE Transactions on Industry Applications，2003，39(5):1 －10．

［11］王志华，尹项根，程汉湘，等．级联型高电压变频器调速系统共模电压分析［J］．电力系统自动化，2003，27(15):58－62．

WANG Zhihua，YIN Xianggen，CHENG Hanxiang，et al．Common-mode voltage analysis of cascaded MV-VFD［J］．Automation of Electronics on Power Systems，2003，27(15):58 －62．