一种新颖控制模式的双向DC／DC变换器研究及设计

孙佳，田勇

（南京航空航天大学 民航学院，江苏 南京 210016）

0 引 言

双向 DC／DC变换器（Bi-directional DC-DC Converter，BDC）是一种能实现双象限运行的直流变换器，其输入、输出电压极性不变，电流的方向可以改变，能够实现能量的双向传输，是典型的“一机两用”设备，大大减轻了系统的体积和重量，节约了成本，具有重要研究价值［1］。

目前关于BDC的研究主要集中在BDC拓扑研究［2］、建立相关数学模型［3-4］以及提出先进的控制算法［5-6］。本文针对非并网发电系统能量流动方向判断的问题，选取双向Buck-Boost变换器作为研究对象，提出了输入电压外环，电感电流内环控制模式，这不仅可以实现恒流控制，而且能够跟踪系统能量流向，自动实现充放控制。

1 双向变换器工作原理

本文选取双向Buck-Boost拓扑为研究对象，图1给出了其拓扑结构图。

其中，V1为直流总线电压，V2为蓄电池的端电压，C1和C2分别为输入侧和输出侧滤波电容，Q1和Q2为互补导通的开关管，L为滤波电感，iL为电感电流。Buck-Boost双向变换器有3种工作方式：Buck工作方式，Boost工作方式和交替工作方式。前两种工作方式，特点是电感电流iL恒大于0或恒小于0，对于交替工作方式，有6种工作模态，其工作时的波形如图2所示。

图1 双向Buck-Boost变换器拓扑图

模态1（t0～t1）：Q1导通，电感电流反向线性减小。

模态2（t1～t2）：V1经过Q1给蓄电池V2充电，电感电流正向线性增加，直至t2时刻。

模块3（t2～t3）：由于死区存在，电感电流经D2续流，正向线性减小。

模态4（t3～t4）。Q2导通后，电感电流继续正向线性减小，直至为0。

图2 交替工作方式工作模态原理图

模态5（t4～t5）：电感经过Q2储能，电感电流反向线性增加。

模块6（t5～t6）：iL经D1续流反向减小，直至t6时刻Q1导通。

2 能量判断模型及控制系统设计

对于非并网风电分布式发电系统，Buck-Boost双向变换器对蓄电池进行充放电控制，V2可以当做是一个恒定值，因此这种场合下需要采用电流控制模式，能量流动方向取决于风电发电系统提供的功率大小，所以双向变换器对能量流动的判断是非常重要的环节。

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2.1 能量流动判断模型

图3给出了能量流动判断模型的简化电路框图。将Buck-Boost双向变换器看作为端口网络，uin为变换器输入电压，iin为输入电流，i0为输出电流，电阻Rpower用来控制注入双向变换器功率大小。V1提供的能

量为：

Buck-Boost双向变换器的输入阻抗Zin和输入电流iin为：

图3 能量流动判断模型的简化框图

将式（2）化简可得：

从式（3）可以看出，当V1＞uin时，能量从V1流入V2；当V1＜uin时，能量从V2流入V1。忽略双向变换器以及线路等功率损耗，则有：

联立式（2），（3）和（4）可以获得输出电流iL表达式：

由（5）式可以得到Buck-Boost双向变换器能量流动判断准则：当输入侧直流电压V1大于uin控制基准电压，能量从V1流入蓄电池V2；当输入侧直流电压V1小于uin控制基准电压，能量从蓄电池V2流入V1。

图4 i-u曲线

根据式（5），取V2＝240V，Rpower＝4Ω，在给定V1分别是350V，400V和450V时，作出iL-uin曲线，如图4所示。

假设控制系统中要求uin稳定在400V，则这三种情况分别对应放电状态，无能量转换和充电状态。由图4中分析可得当限制电流iLmax满足式（6）关系时，uin才能稳定为给定电压。

式（6）中，V1max为变换器输入侧直流电压在变化范围中最大值。

2.2 控制系统设计

根据2.1节介绍的能量判断模型，其优点在于即能实现电流模式控制，又能判断系统能量流动方向。图5给出了系统总体控制框图。

图5 系统总体控制框图

图5中，电压外环和电流内环均采用PI控制器，变换器是一个纯滞后环节，设计时直接降阶处理为一个比例环节Kpwm，L、C为滤波电感和滤波电容，Req为输出等效负载，D为稳态时占空比，Kfi为电流反馈系数，Kfv为电压反馈系数。

根据图6可以得到电流内环开环和闭环传递函数为：

电压外环和电流内环传递函数为：

本文采用极点配置法来设计系统参数，将其中两个极点配置为一对共轭极点，另外两个极点配置在距虚轴很远的地方。假设希望闭环主导极点为s1，2＝-ζrωr±jωr（ζr期望阻尼比，ωr期望自然频率）。期望的闭环非主导极点分别为s3＝-mζrωr，s4＝-nζrωr（m，n＝［5，10］），取m＝n，则双环控制系统的期望特征方程为：

比较式（9）和（10）可以得到两个PI环参数。实际系统中L＝1.3mH，C＝500μF，D＝0.6，Req＝5.3Ω，Kfv＝0.01，Kfi＝0.1。综合选取期望阻尼比ζr＝0.8，期望自然频率ωr＝2 500，n＝10，则可以获得PI参数为：Kvp＝1.25，Kvi＝1 940，Kcp＝57.2，Kci＝502 458。

3 仿真实现

在Saber中搭建相应的模型。系统仿真参数为：系统功率为10kW，滤波电感L＝1.3mH，滤波电容C＝500μF，开关频率为20kHz，uin稳定电压为400V，蓄电池V2＝240V，系统额定工作电感电流iL＝41.7A，电感电流限制值iLmax＝55A，输入侧直流V1在300V～500V范围变换，Rpower＝4Ω，开关频率f＝20kHz驱动芯片采用SG3525芯片来实现，其内部运算放大器搭建成跟随器，输出互补开关脉冲信号，死区时间可设置。

图6（a）给出了系统的驱动信号，可以看出两路驱动信号采用互补方式进行触发，频率为20kHz。图6（b）所示驱动信号死区时间为500ns。

图6 两路互补驱动信号

图7（a）给出了V1从500V突变到300V仿真结果，可以看出，当t为0～0.5s时，V1大于uin，电感电流为正；当t为0.5～1s，V1小于uin，电感电流为负。图7（b）给出了V1从300V突变到500V仿真结果，可以看出，在V1切换时，系统能够快速跟踪能量流动方向，并作出响应。

图7 V1变化时，仿真结果

文中研究了电感电流限制值和uin稳定电压大小之间的关系，并推导出能够满足系统正常工作的电感电流限制值条件。仿真中将iLmax设置为27.5A，图8给出了仿真结果。

图8（a）给出了iLmax小于额定工作时电感电流的仿真结果，从图中可以看出，在0～0.5s蓄电池充电状态，uin偏高于稳定电压400V；在0.5～1s蓄电池放电状态，uin偏低于稳定电压400V，仿真结果和前面理论推导一致。图8（b）所示为系统正常工作时iL和uin的局部放大图，可见稳态时纹波均比较小，满足系统设计要求。

图8 （a）不满足电感电流限制值仿真结果（b）系统正常工作波形局部放大图

4 结束语

对于非并网风电式发电系统，本文从双向变换器输入阻抗的角度，提出一种能量流向判断模型，并给出了能量流动判断准则，通过输入侧直流V1与变换器需要稳定的输入电压uin大小比较，可以判断能量流向。根据该模型提出了一种相应的控制算法，既实现了电流模式控制，又能够检测能量流动方向，从而自动实现变换器能量双向流动。此外，对电感限制电流与uin大小关系进行研究，推导出电感限制电流限制条件。最后，通过Saber仿真软件对上述提出的模型和控制方法进行仿真，结果验证了其正确性和可实现性。

［1］张方华，朱成花，严仰光.双向DC-DC变换器的控制模型［J］.中国电机工程学报，2005，25（11）：46-49.

［2］WANG Kunrong，LEE Fred C，LAI Jason.Operation principle of bidirectional full-bridge DC／DC converter with unified soft-switching scheme and soft-starting capability ［C］.IEEE APEC 2000.New Orleans，2000：111-118.

［3］肖华锋，谢少军.一端稳压一端稳流型软开关双向DC／DC变换器（Ⅰ）-电路原理和控制策略［J］.电工技术学报，2006，21（10）：31-37.

［4］马棡，瞿文龙，刘圆圆.一种新型双向软开关DC／DC变换器及其软开关条件［J］.电工技术学报，2006，21（7）：15-19.

［5］夏超英，刘奎，郭熠.电动汽车用全数字双DC／DC变换器的实现［J］.电力电子技术，2006，40（2）：70-72.

［6］马皓，张涛，韩思亮.新型逆变器滑模控制方案研究［J］.电工技术学报，2005，20（7）：50-56.