焊接系统中直流电机速度调节的实现

张小平，郝小江

（攀枝花学院 电气信息工程学院，四川 攀枝花 617000）

0 前言

由于直流电机起动转矩大、调速性能好、效率高、能量密度大、过载能力强、性能稳定、安全可靠，具有良好的起、制动性能，能大范围内平滑调速，因此，焊接系统中，行走电机和送丝电机通常用直流电机进行拖动。在埋弧焊机控制系统中，焊接小车的行走电机通常用110 V直流电机，焊接前，根据焊接工件确定其行走速度并设定其速度，用数字方法来实现直流电动机PWM调速。关于在焊接系统中直流电机的控制方法有很多的文献报道，大多文献在直流电机主电路的拓扑结构上采用H桥四开关拓扑结构，采用半桥型隔离变压器拓扑结构，从而为直流电机提供稳定可靠的直流电压[1-2]。

1 拓扑电路

半桥变换电路的基本拓扑如图1所示，电容C1和C2与开关管VF1和VF2组成桥。该拓扑的工作过程是：当VF1导通，VF2关断时，变压器两端所加电压为母线一半，同时变压器一次侧绕组能量向变压器二次侧绕组传递。当VF1和VF2都关断时，变压器二次侧两个整流二极管同时续流而处于短路状态，变压器一次绕组相当于短路状态。当VF1关断，VF2导通时，变压器一次侧所加电压是母线的一半（如果C1=C2，绕组上的电压只有母线电压的一半），同时二次侧输出整流二极管完成换流。该电路主要具有一定的抗不平衡能力，电路对称性要求不严；适应的功率范围较大，从几十瓦到千瓦都可以，开关管耐压要求较低，电路成本低等优点[3-4]。

图1 直流电机控制的主电路

2 采样反馈电路

电压、电流反馈环路如图2所示，图中U1是电流控制环路，U2是电压控制环路。系统输出电流通过采样电路采样，由IS端输入给运算放大器U1A，对输入信号进行大约25倍放大（运放正端+5 V输入是输入偏置，去除单电源进行信号大时静态零点，C7是补偿电容），C8是高频滤波电容，滤除采样输入高频干扰信号。输入电流信号经过后，再进行PI运算，通过PI运算后控制输出UF端的电压，改变流过光耦的电流，该电流通过光耦（电流为1～3 mA，传输比为100%～250%）传递到一次侧控制电路，控制电路将根据反馈量的大小改变PWM占空比来改变输出，以达到限流的目的。图中U2是电压控制环路，外给基准PWM波经两阶低通滤波器处理后变为直流基准电压，该直流基准电压与输出采样电压US进行比较，求出误差值，再通过积分运算消除静差，然后同样可以控制输出UF端的电压，来控制输出电压。该电路采用电压、电流同一点反馈，电路工作时，始终只有一个环路工作，当输出电压低于设定输出，同样电流也低于最大设定电流，则电压环路起作用，电流环路没有起到调节作用。当输出电压高于设定电压，输出电流高于最大限流电压，则电流环路先起调节作用，将输出电流降低后电压环路才起调节作用。如果输出电压低于设定值，输出电流高于限流值，则还是电流环首先起到调节作用，其次才是电压环路起到作用。这种双环路控制方式，首先可以很好地保证负载设备的安全和电路本身的安全，其次可以保证当多个模块电路并联运行时，很好地实现输出均流，避免输出因输出电压不相等而造成一个或者多个模块长时间超负荷运行。

图2 电压、电流反馈环路控制电路

3 电路参数的计算和元器件的选择

在此分析主电路中的变压器的计算方法，计算之前先确定直流电源的设计指标。输入额定电压Uin=40～60 V；输出额定电压和电流 Uo=110 V，Io=3～5 A；额定输出功率P=1000 W；开关频率f=100 kHz；周期 T=10 μs；最大占空比 Dmax=0.45；变压器效率η=0.97。能达到焊接系统中各直流电机功率的大小和工作要求。

确定最大占空比和磁通密度。当直流输入电压最小时，开关管的导通时间Uon最大，但是推挽电路最大导通时间不能超过开关周期的一半即t=5 μs。否则，复位伏秒数将小于置位伏秒数，会使磁芯饱和从而损坏开关管。为了保证磁芯不饱和，且不会造成同时导通，必须采取箝位电路以限制导通时间不会超过半周期的90%，即最大导通时间Ton=0.90T/2。

本研究采用磁芯材料为铁氧体材质，该材质的磁芯峰值磁通密度受两个因素限制，即磁芯的损耗和磁芯损耗带来的磁芯温升。所以，为了避免磁芯饱和，一般取 ΔB=0.3 mT。

已知本研究设计的电路工作频率为100 kHz，从节约成本和工作效率多方面考虑以及通过设计经验，所用的变压器选择材质为铁氧体的磁芯。确定好变压器磁芯的材质后，就要通过变压器最大工作功率选择磁芯的形状和磁芯的大小，由设计电源的规格可知 P=1000 W、η=0.97，根据变压器工作最大功率计算公式[5-6]

可以计算出变压器工作最大功率为

根据工作频率f=100 kHz和变压器最大工作功率Pin=1041 W，可通过查表确定变压器磁芯为铁氧体材料的EC52，该磁芯的参数为：Ae=180 mm2，Ab=213 mm2（Ae为铁芯有效截面积；Ab为骨架窗口总面积）。

根据法拉第定律和伏秒积守恒可以得到变压器绕组计算公式

代入数据计算可以得到

根据能量守恒公式

可以得到二次侧绕组最大峰值电压计算公式

由设计电源规格可知，输入单管最大导通时间为0.45 T，设输出整流二极管和输出滤波电感的压降分别为1 V，由此可以计算得到变压器二次侧绕组电压为

变压器的匝比确定是根据输入输出电压等级决定，由此可以得到变压器匝比计算式

设输入开关管压降为1 V，输出直流二极管压降为1 V。则一、二次侧匝比为

二次侧匝数选择方法为：由于前面计算可知n=10.88、Np=4.3 可以计算得到次级匝数为 Ns=46.78，但是实际制作过程当中，不可能出现小数，所以必须进行参数优化。

当 Ns=47 时，取 Np=4，则 n=11.75，计算得到ΔB=0.335，Vsp=458.25 V。

当 Ns=47 时，取 Np=5，则 n=9.4，计算得到 ΔB=0.283，Vsp=366.6 V。

当 Ns=46 时，取 Np=4，则 n=11.5，计算得到ΔB=0.324，Vsp=448.5 V。

当 Ns=46 时，取 Np=5，则 n=9.2，计算得到 ΔB=0.265，Vsp=358.8 V。

通过计算，最终选择 n=11.5、Ns=46、Np=4、ΔB=0.324进行变压器设计。

一次峰值电流计算为

当输入电压最低输出满载时，变压器出现最大平均电流。所以可以得到

代入数据可得到

在推挽变换器中，每个一次侧半绕组每周期流过一个Ipft脉冲，因此占空比为D=0.45，根据平定波脉冲有效值计算公式式（8）可得

4 实验结果

为了验证主电路的正确性以及选择参数的可行性。按照图1的主电路设计了一个样机验证以上理论分析的可行性。图3是图1中是电感L前端的电压测试波形。变压器工作频率设计为100 kHz，开关管的工作频率为52.45 kHz，这是由于推挽变压器的有两个抽头，分别在前半周期和后半周期导通，所以变压器的实际工作频率是两倍的驱动频率。因此，高频的触发电感前端的电压为直流电压，经过L滤波后为稳定的直流电压，从而为直流电机控制稳定的直流电压。

图3 VF1和VF2上下桥背开关管的触发波形

两路互补PWM死区时间测试如图4所示，由试验测试可知，死区时间约0.7 μs。在设计时死区时间给定为 1 μs。实际测试与设计相差大约 0.4 μs，造成这种差值的原因是，CT放电时间过短，充电时间太长造成，即电路制作使用的CT取值与理论计算值不相等以及测量误差等引起的。

图4 VF1和VF2开关管触发波形的死区时间测试波形

5 结论

随着电力电子技术和数字控制的发展，在焊接控制系统中，主电路和采样电路与传统的结构是改变不了的，不过可以寻找一种新型的适合工艺结构控制拓扑电路，而开关管的控制信号和计算处理可以通过DSP实时运算，详细分析了主电路拓扑结构和电路参数的选择方法。而DSP具有很好的灵活性和易于控制等特点满足了一些特殊场合。由于该芯片的外围接口多，可以实现埋弧焊机的其他的功能和性能，从而降低成本。

[1]曹太强，许建平，吴 昊.基于DSP数字调速直流电机系统设计[J].电力电子技术，2008，2(24)：73-77.

[2]Feng Guang，Huang Lipei，Zhu Dongqi.High performance control of induction motor based on auto-disturbance rejection controller[J].Proceedings of the CSEE，2001，21(10)：55-58.

[3]李凤保，朱福成，雷晓燕.弧焊电源系统数字控制[J].电焊机，20012，42(1)：68-71.

[4]潘厚宏，张智明，王清龙.基于H桥电机驱动模块L292的埋弧焊送丝电路[J].电焊机，20010，40(10)：52-54.

[5]李 宏，徐德民，焦振宏.基于DSP的大功率永磁直流电机调速系统设计[J].电力电子技术，2006，40（5）：29-31.

[6]苏奎峰，吕 强，耿庆锋.TMS320F2812原理与开发[M].北京：电子工业出版，2005.