提高IGBT并联型逆变器工作频率的一种方法

梁宝明 李丹 张颖辉

（中国船舶重工集团公司第七一二研究所，武汉 430064）

0 引言

IGBT逆变器由于其频率覆盖面广、启动方便、有节能效果等优点，得到了越来越广泛的应用，尤其近几年发展较快。其中IGBT并联型逆变器线路简单可靠，负载适应性强，显示出良好的应用前景，目前正向着大容量、高频化的方向发展。在某些应用领域，要求IGBT并联型逆变器具有较高的工作频率（如100 kHz以上）。

IGBT的开关损耗是限制IGBT逆变器工作频率的一个重要因素[2]，IGBT的开关损耗与开关频越大。因此，即使IGBT开关时间已经满足开关频率的要求，由于受IGBT开关损耗的限制，实际应用中IGBT并联型逆变器工作频率往往达不到负载对频率的要求[2]。

提高逆变器工作频率的方法主要有：

（1）通过IGBT降额使用提高逆变器工作频率。该方法是通过降低IGBT的工作电流来降低其开关损耗，从而允许IGBT工作在较高的开关频率下。但此时逆变器输出功率会降低，需采用并桥法（或并器件法）满足输出功率要求。通过IGBT的电流与IGBT的开关损耗不成正比[3]，如图1所示，随着IGBT工作电流的增大，它对IGBT开关损耗的影响将减小[2]，因此这种方法不能有效地提高逆变器工作频率。

（2）通过倍频电路提高逆变器工作频率。这种方法主要存在线路复杂，调试不方便等缺点。

本文针对IGBT并联型逆变器，提出了采用多桥并联、分时工作来降低IGBT的开关损耗的方法，该方法结构简单，调试方便，通过降低单桥IGBT逆变频率来降低其开关损耗，有效地提高了逆变器工作频率。

图1 IGBT电流与开关损耗关系图

1 工作原理

双桥并联分时工作IGBT并联型逆变器结构如图2所示，负载侧为一并联谐振负载。其中逆变桥1输出侧的电压电流分别为iH1、uH1，逆变桥2输出侧的电压电流分别为iH2、uH2，并桥后负载侧的电压电流分别为iH、uH。桥1、桥2及并桥后输出侧的电压电流波形如图3所示。

图2 两桥并联逆变器接线图

以下结合图2和图3来说明双桥并联分时工作IGBT并联型逆变器的工作过程：

在（1）时间段，桥1中T1、T3导通；（2）时间段为换流期间，即桥1中的4个IGBT全部开通；在（3）时间段，T1、T3关断，T2、T4仍导通；（4）时间桥1中的T2、T4和桥2中的T1、T3均开通，是桥1与桥2之间的换流过程；在（5）时间段，桥1中的T2、T4关断，桥2中的T1、T3仍导通；桥2在（6）时间段换流，即桥2中的4个IGBT全部开通；（7）时间段桥2中的T1、T3关断，T2、T4仍维持导通；在（8）时间段，桥 2中的 T2、T4和桥 1中的 T1、T3均开通，完成两桥之间的换流。时间段（1）－时间段（8）就是该图2所示电路在一个周期内的工作过程。

桥1和桥2是两个工作频率为50 kHz，输出功率为100 kW的逆变桥。将桥1和桥2并联，并对两桥中IGBT适时地加触发关断脉冲，可使逆变器工作频率达到100 kHz，输出功率为100 kW。

图3 逆变桥工作过程及输出波形

2 降低开关损耗的实现

图4为IGBT并联型单桥逆变器与双桥并联分时工作IGBT并联型逆变器中IGBT开关损耗的比较，其中 p1、p2为IGBT瞬时功耗，P1、P2为IGBT平均功耗。设负载侧要求逆变器工作频率为f，输出功率为P，逆变桥中IGBT的最大允许功耗为 PD，采用 IGBT并联型单桥逆变器时IGBT瞬时功耗及平均损耗如图 4（a）所示。图中t1为触发开通过程，t2为通态过程，t3为关断过程。若P1＞PD，则无法用该逆变器达到负载侧的要求。采用双桥并联、分时工作IGBT并联型逆变器时IGBT瞬时功耗及平均损耗如图4（b）所示。由图 4可知，P2＝P1/2，只要 P2

由此可见，双桥并联分时工作IGBT并联型逆变器降低了IGBT的开关损耗[2]，因而可以提高IGBT并联型逆变器的工作频率。同时，该方法还可推广到多桥并联分时工作，其结构框图及理论波形如图5所示。

图4 逆变器中IGBT开关损耗比较

图5 多桥并联输出波形及结构框图

3 仿真结果及分析

应用MATLAB建立图(2)所示的双桥并联分时工作IGBT并联型逆变器模型，工作频率为100 kHz，输出功率为100 kW，取重叠时间tγ＝300 ns，对该模型进行仿真，仿真结果如图6所示。

图6中，（a）、（b）分别为逆变桥1、2输出侧电压电流波形，（c）为并桥后逆变器输出侧电压电流波形。从图中可以看出，每个逆变桥中IGBT的开关频率50 kHz，输出功率为100 kW，而并桥后工作频率为100 kHz，输出功率为100 kW。

图6（d）为逆变桥1中T1的开关损耗波形，（e）为在相同功率和频率下采用IGBT并联型单桥逆变器时每个IGBT的开关损耗波形，通过（d）和（e）的比较可以看出，双桥并联分时工作时IGBT开关损耗（图6（d））是采用IGBT并联型单桥逆变器时（图6（e））开关损耗的1/2。

仿真结果表明，与单桥逆变器相比，逆变桥中IGBT开关频率降低了一半，因而其开关损耗也降低了一半，从而克服了IGBT开关损耗对逆变器频率的限制，在输出功率不变的条件下提高了逆变器的工作频率。

图6 仿真结果

5 结论

由以上分析及仿真结果可知，由于IGBT开关损耗的影响，限制了逆变器的工作频率。对于IGBT并联型逆变器来说，当采用单桥逆变无法达到要求的逆变频率时，可以通过多桥并联、分时工作的方法来提高IGBT并联型逆变器的工作频率。

[1]潘天明. 现代感应加热装置[M]. 北京: 冶金工业出版社, 1996.

[2]郑利军. PWM 方式开关电源中IGBT的损耗分析[J].电力电子技术, 1999, (5): 58～60.

[3]曹永娟, 李强, 林明耀. 基于 PSPICE仿真的 IGBT功耗计算[J]. 微电机, 2004, 37(6):40-42.

[4]Undeland,T., Kleveland,F., Langelid,J. Increase of Output Power from IGBTs in High Power High Frequency Resonant Load Inverters[J]. IEEE IAS Annual Meeting 2000 Roma.