基于DSPIC数字控制器的LLC谐振变换器设计

刘江华，王国建，李晓燕，齐怀轩

（天津电气传动设计研究所，天津 300180）

1 引言

在电源设计中，对大功率密度和小尺寸的要求越来越高，迫切需要提高开关频率和转换效率来实现此目的。然而，这两种方法同时实施并不容易。传统PWM电源结构，在较高的开关频率（大于100kHz）能缩小无源器件的体积，却导致功率器件开关损耗急剧增加，效率降低，需要更大的散热器，不能明显缩小整机体积。另外，由寄生元件引起的EMI噪声也限制了高频工作。因此必须采用更先进的电源拓扑结构，目的是实现功率器件的软开关，并减少高频条件下的开关损耗。LLC谐振电路结构就是为了解决以上问题而出现的，是实现软开关所需元件最少、近年来百瓦功率级比较流行的方案。

本文提供的LLC变换器采用DSPIC数字控制器来实现。数字控制的优势是提供了很强的适应性与灵活性，具备直接监视、处理并适应系统条件的能力，能够满足几乎任何电源要求，还可通过远程诊断以确保持续的系统可靠性，实现故障管理、过电压（流）保护、自动冗余等功能，系统的复杂性并不随功能的增加而增加过多，外围器件很少。相对模拟控制技术，数字控制的独特优势还包括在线可编程能力、更先进的控制算法、更好的效率优化、更高的操作精确度和可靠性、优秀的系统管理和互联功能。数字电源具有以上优势使得电源的调试和维护变得更轻松。

2 LLC变换器原理

对比常规谐振器，LLC型谐振变换器具有许多优点：

1）它可以在输入和负载大范围变化的情况下调节输出，并且开关频率变化相对很小；

2）功率器件在整个工作范围内（甚至是空载），可以实现零电压开关（ZVS）；

3）所有寄生元件，包括所有半导体器件的结电容和变压器的漏磁电感和激磁电感，都可以作为谐振元件用于实现主电路的软开关，同时减少了寄生元件的振荡，降低电磁干扰。

一般来说，LLC谐振拓扑包括半桥逆变电路、谐振电路、整流滤波电路3部分，如图1所示。

图1 LLC谐振变换器Fig.1 LLC resonant converter

半桥逆变电路：通过50%占空比（原理分析时忽略死区时间）的驱动信号交替开关Q1和Q2，这样就产生一方波电压施加在Cr，Lr及Lm的串联体即谐振电路输入端。

谐振电路：包括1个电容器Cr，变压器的漏磁电感Lr和激磁电感Lm。谐振网络可以过滤掉高次谐波电流。因此，即使方波电压施加在谐振网络输入端，基本上也只有正弦电流允许流经谐振网络。电流（Ip）滞后于施加在谐振网络的电压（方波电压的基波施加到半桥上），这就可以实现零电压开启 MOSFET。

整流滤波电路：通过整流二极管和电容器调整交流电，输出直流电压。整流电路可设计成1个带有电容输出滤波器的全波桥或中心抽头结构的全波整流。

LLC变换器有2个谐振频率，由Cr，Lr构成的谐振频率f1，由Cr，Lr，Lm构成的谐振频率f2，f1＞f2。一般工作于3种模式：等于谐振频率f1、低于谐振频率f1（f2＜f＜f1）以及高于谐振频率f1。下面介绍LLC变换器各个模式下的工作原理。

2.1 f＝f1

t＜t0时段，如图2所示。下半桥臂Q2导通，整流二极管D4正向导通，电容C1两端的电压等于输入电压Vdc。

图2 t＜t0时，LLC变换器工作原理Fig.2 Working principle of LLC converter when t＜t0

t0＜t＜t1时段，如图3所示。t0时刻，Q2开始关断，Q1和Q2都处于关断状态（即为死区时期），整流二极管D3和D4都反向偏置。此时段在副边，负载电流由输出电容Co提供。在原边，励磁电流反向流动，对C1放电及对C2充电，C1两端电压下降，C2两端电压上升。励磁电流必须设计足够大，在t1时刻之前完成C1，C2的充放电才可以实现Q1的零电压开通。

图3 t0＜t＜t1时，LLC变换器工作原理Fig.3 Working principle of LLC converter when t0＜t＜t1

t1＜t＜t2时段，如图4所示。上桥臂Q1开始导通，但是励磁电流还处于反向流动，Q1的体内二极管正向偏置。输出整流二极管D3正向偏置。在t1时刻，C1两端电压近似为0，Q1在此刻导通实现零电压开通。

图4 t1＜t＜t2时，LLC变换器工作原理Fig.4 Working principle of LLC converter when t1＜t＜t2

t2＜t＜t3时段，如图5所示。上桥臂Q1和整流二极管D3都处于导通状态，实现功率由原边传递给副边。谐振电流由输入电源提供，励磁电流由通过变压器变比折算到原边的副边电压产生，励磁电感被钳位至此电压，因此励磁电流线性增加。在变压器原边流动的正弦波电流在副边也产生了与变比相对应的正弦波电流，在此开关周期的末端，流过D3的电流等于零，因此副边二极管实现了零电流关断。

图5 t2＜t＜t3时，LLC变换器工作原理Fig.5 Working principle of LLC converter when t2＜t＜t3

t3＜t＜t4时段，如图6所示。谐振电流等于励磁电流，C1充电，C2放电，C1两端电压上升，C2两端电压下降。在t4时刻之前完成C1，C2的充放电实现Q2的零电压开通。

图6 t3＜t＜t4时，LLC变换器工作原理Fig.6 Working principle of LLC converter when t3＜t＜t4

LLC变换器下半周期的工作状态和上半周期类似。图7为此种工作模式下的工作波形图。

图7 t0＜t＜t4时，工作波形Fig.7 Working waveforms when t0＜t＜t4

2.2 f2＜f＜f1

LLC变换器开关频率低于谐振频率f1的工作原理与等于谐振频率的工作原理相似，在此只分析其不同点。当开关频率低于谐振频率时，谐振回路的正弦基波电流的周期比开关频率的周期短，如图8、图9所示。

图8 tx＜t＜t4时，LLC变换器工作原理Fig.8 Working principle of LLC converter when tx＜t＜t4

图9 tx＜t＜t4时，工作波形Fig.9 Working waveforms when tx＜t＜t4

在开关半周期结束前（tx－t4区间），谐振电流等于励磁电流。tx时刻，在原边流动的是励磁电流。在此励磁电流的作用下，C1充电，电压上升，C2放电，其电压下降，在死区结束之前完成C1，C2的充放电过程即可实现下桥臂Q2的零电压开通。

2.3 f1＜f

如图10所示。当LLC处于开关频率高于谐振频率的工作状态时，谐振电流的周期比开关频率的周期长，在半个开关周期结束时（t3时刻），谐振电流比励磁电流要大。在t4时刻，谐振电流迅速降低，在死区结束前等于励磁电流。在t3＜t＜t4区间，有大于或等于励磁电流的谐振电流在流动，C1充电，电压上升，C2放电，电压下降，在死区结束之前完成C1，C2的充放电过程即可实现下桥臂Q2的零电压开通。

图10 f1＜f时，工作变形Fig.10 Working waveforms when f1＜f

3 DSPIC数字控制器

Microchip公司的dsPIC SMPS DSC器件是专门用于帮助设计者实现数字开关系统而设计的。此类器件是基于成熟的dsPIC30F系列器件的16位处理器，由以下3个主模块构成：16位MCU、数字信号处理器内核（DSP）、智能电源外设（IPP）。其中IPP主要由3个外设组成：高速PWM发生器、高速10位模数转换器和高速模拟比较器。以上3种外设高度互连，它们互相协作就可产生和控制PWM输出波形而无须CPU的直接干预。

高速PWM发生器。占空比分辨率高至1.04ns，通过配置，PWM可在10种不同的模式下运行：标准边沿对齐PWM、互补PWM、推挽式PWM、多相PWM、移相PWM、固定关断或导通时间PWM、电流复位PWM、电流限制PWM及独立时基PWM。基本满足现有开关电源拓扑结构的设计。

高速模数转换器。10位分辨率，电压3.3V时具有2个逐次逼近寄存器的器件，其ADC的转换速度为4MSPS，可同时转换一对模拟输入。非常适合需要同时采集电压和电流的开关电源系统。

高速模拟比较器。提供了一种对电源电压和电流进行监视的方法，每个比较器带有专用的10位数模转换器，用于将数字给定量转换成模拟量，然后作为直接采集进比较器的模拟量（一般是电压或电流）的给定值。模拟比较器提供了高速操作，典型延时为20ns。非常适合用于过流及过压保护功能。

时钟选择。dsPIC SMPS DSC器件的系统时钟最高可达40MHz（即单指令周期为25ns），PWM发生器和AD转换器的时钟可高达120 MHz。在器件对频率要求高的场合可选用外部晶振，一般应用场合可选用内部快速振荡器，降低成本。内部快速振荡器经16倍频后也可提供约40MHz的系统时钟。

4 硬件设计

本文设计的数字LLC变换器如图11所示，逻辑上可分为2部分：LLC变换器、辅助电源。辅助电源由单端反激变换器和Buck电路构成。单端反激变换器从高压输入侧取能，变换出隔离的12V直流电源用于给隔离驱动器及检测电路供电，Buck电路从单端反激变换器取能并变换出3.3V直流电源用于给数字控制器供电。LLC变换器由主电路和控制电路构成，数字控制器采集输出电压和输入电流经数字闭环处理后通过PWM1H和PWM1L来驱动逆变半桥，数字控制器通过UART串口还可以和上位机交换数据。数字控制器采用了DSPIC33FJ的GS系列。变换器开关频率设计为200kHz，一方面可以缩小无源器件的体积，另一方面可以让CPU执行复杂的闭环运算及辅助功能。变换器的设计参数如下所述：输入电压范围Vin为DC 350～450V；输出功率Pout为200W；输出电压为12V；谐振频率为200kHz；额定输入电压Vdcmon为DC 400V；最大工作频率fmax为230kHz；死区时间TD为270 ns。下面简要介绍其设计方法。

图11 LLC谐振变换器系统框图Fig.11 The constructure of the LLC resonant converter system

由于变换器的工作频率比较高，一般采用具有高频特性的功率MOSFETS，因为半桥逆变电路交替导通，不导通的MOSFET漏源极电压被钳位到输入电压，而输入电压范围是DC 350～450V，为安全起见，须选用击穿电压为DC 600～700V的MOSFET。电源的输出功率Pout为200 W，假设95%的效率，Pin＝Pout／0.95＝210W。又因为

因此根据下面公式计算可选择电流为10A左右的MOSFETS即可

式中：Pin为输入功率；Vin.min为最低输入电压，与Vdc.min相等；Ipk.max为原边峰值电流最大值。

根据基波近似原理分析后按如下步骤可计算LLC变换器的关键参数。

1）根据额定输入电压Vdcnom和输出电压Vout计算变压器理论变比：

2）根据输入电压上限Vdc.max及下限Vdc.min来计算最大和最小增益M：

式中：Mmax，Mmin分别为最大、最小增益。

3）计算最大归一化工作频率fnmax：

4）计算折算到变压器原边有效负载阻抗Rac：

5）变换器在零负载和最高输入电压下工作于最高频率，因此计算电感变比λ得：

式中：λ为谐振电感Lr和励磁电感Lm的比值。

6）计算在最低输入电压及满载情况下变换器可实现ZVS的最大Q值：

式中：Q为品质因数。

7）计算在最高输入电压及零载情况下变换器可实现ZVS的最大Q值：

式中：Czvs为半桥MOSFET的输出结电容。

8）根据下面的公式选择最大Q值，可满足全范围内的ZVS：

9）变换器在最低输入电压和满载情况下工作于最低频率，可计算：

10）最后计算谐振回路特性阻抗及关键参数：

式中：Zo为谐振回路的特性阻抗。

最后计算变压器实际变比nt：

根据上述公式计算得出本LLC变换器的关键参数如下：n＝16.67；Mmax＝1.143；Mmin＝0.889；fn.max＝1.15；Rac＝162.34R；λ＝0.512；Qzvs1＝1.0652；Qzvs2＝1.196；Qzvs＝1.0652；fmin＝168kHz；Zo＝172.92；Cr＝4.6nF；Lr＝138μH；Lm＝269.5μH；nt＝20.5；Czvs＝350pF。

5 软件设计

LLC变换器的软件设计方框图如图12所示，共有5个子程序：初始化、软启动、MAIN主函数循环、中断及故障处理等子程序。

图12 程序设计方框图Fig.12 Block diagram of the program

初始化子程序：在此程序中，初始化所有的主系统操作和外设。因为LLC谐振变换器是调频控制的，对频率比较敏感，因此DSPIC控制器需要1个外置的晶振以获得全温度范围内稳定度比较高的系统时钟。通过采用7.37M的外部晶振和设置内部主PLL及辅助PLL倍频，为控制器提供40MHz的系统时钟及为PWM发生器和AD转换器时钟提供约118MHz的时钟。此电源使用了1个PWM通道，用于驱动半桥2个MOSFET，初始化PWM如下：初始化死区时间、约50%的占空比、PWM输出模式为主时基互补模式、每4个PWM周期产生1次AD触发中断。使用了2个AD转换器通道AN0和AN1，分别用于采集谐振电流和输出电压。

软启动子程序。软启动功能为了实现在电源刚启动时可以控制电源的输出电压由0线性增加至额定值附近。因此电源刚启动时，占空比固定设置成50%减去死区时间，频率由约300kHz逐渐降低至额定值（400V时为200kHz）。

中断子程序。主要是AD触发中断子程序（过流、过压等保护功能也可用中断程序完成），负责采集输出电压，执行PI调节（将输出电压作为PI调节器的输入）。PI调节的输出是新的频率值（也即主时基周期寄存器PTPER的值），用于更新LLC变换器的开关频率。在软启动期间，PI调节器关闭，输出电压仍然由AD转换器监控。

故障管理。在主函数中连续地检测过压或过流等故障，一旦检测到故障时转到相应的故障处理子程序。为了避免噪声的干扰，主函数中采用了定时器，计时到一定值时，如果故障信号达到期望值才认为是真正的故障。

6 仿真结果

图13为Matlab仿真原理图。图14为变压器副边输出电压及电流波形。图15为仿真过程中的驱动波形。

图13 Matlab仿真原理图Fig.13 Emulation of the LLC in Matlab

图14 变压器副边输出电压及电流Fig.14 Output of the transformer

图15 MOS管驱动波形Fig.15 The driver diagram of the MOSFET

7 结论

本文详述了一个采用DSPIC数字控制器制作LLC谐振变换器的设计方法。文中叙述的LLC变换器可以利用谐振元件分别实现逆变半桥功率管及副边整流二极管的零电压开通和零电流关断，提高了变换器的效率（可做到96%）。因此，在无须加大散热器的条件下，可通过提高变换器的开关频率来减小无源器件的体积，从而提高整机的功率密度。同时由于主回路中的寄生参数都参与了谐振，降低了由寄生参数振动而产生的噪声。

LLC变换器实现数字化控制以后，其维护及调试也变得很轻松，并且软件的移植性高，只需通过软件修改参数即可应用于不同的电源结构，缩短了电源产品的研发周期。

［1］张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计［M］.北京：电子工业出版社，2004.

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