一种新颖的低价单级电子镇流器

周成虎， 瓮嘉民, 李松涛

(河南工程学院 电气信息工程系， 河南 郑州 451191)

对于额定电压为220 V的单管荧光灯电子镇流器,其有源功率因数校正一般采用Buck-Boost升降压型电路.该类电子镇流器通常由两级构成，即在自激振荡变换级电路前增加一个Buck-Boost有源功率因数校正级电路，两级电路各需要一个单独的控制电路[1-2].尽管市场上有许多现成的集成控制电路可以使用，但两级电路元器件数量较多、性价比低是不能回避的事实.

LCC串并联谐振变换电路与Buck-Boost有源功率因数校正电路相结合就构成了单级电子镇流器电路，如图1所示.图中电路的共用开关管Q2不仅要承受Buck-Boost有源功率因数校正电路和LCC串并联谐振变换电路的最大电压，还要负载输入和输出电流.

1 单级电子镇流器主电路分析

图1为本文给出的单级电子镇流器电路图，一个开关周期可以分为两个工作阶段，各工作阶段的等效电路如图2所示.

图1 单级电子镇流器电路图Fig.1 The topology of single-stage electronic ballast

在工作阶段Ⅰ，开关管Q2导通，电源电流流过二极管D3(或D4)、Q2、二极管D6、电感LP、二极管D2(或D1)，同时电容CF也经过Q2、二极管D6、电感LP放电，电感LP储能；电容CA放电，电流经过电容CP、电容CS、电感LS、二极管D7、Q2.电容CA在放电过程中对CS充电.当电容CS充电结束时，开关管Q2由导通转为截止，该工作状态结束.

在工作阶段Ⅱ，开关管Q1导通，电源电流流过二极管D3(或D4)、电容CF、二极管D2(或D1)，向CF充电；电感LP释放能量，电流经过二极管D5、电容CA、二极管D6，向CA充电；电容CS放电，放电电流经过电容CP、开关管Q1、电感LS.当电容CS放电结束时，开关器件Q1由导通转为截止，该工作阶段也结束.

(a)工作阶段Ⅰ (b)工作阶段Ⅱ图2 主电路的工作阶段Fig.2 Main circuit work stage

在该电路中，电容CF较小，滤波作用不大，整流二极管D1～D4的工作电流中高频分量大，采用普通二极管1N4007时的反向恢复时间与开关器件Q2(MOS管MTP6N60)的反向恢复时间悬殊，故整流二极管D1～D4选用超快恢复二极管HER107，电路的效率也有所提高.

2 振荡变换部分的工作原理

LCC串并联谐振变换电路是一个半桥振荡变换器，它为灯管提供了足够高的启动电压，在稳态时峰值因数低是灯管寿命长的基本条件[3].

LCC串并联谐振变换电路的振荡输入电流落后输入电压一个角度φ，所以振荡变换器开关处于零电压工作状态(ZVS)，开关损耗低，两个开关管Q1与Q2的控制脉冲之间的死角φd可在0和φ之间变化，但输入电流和输入电压波形不变，仍保持零电压工作状态.可以在不改变振荡变换器运行条件的同时利用这个特性在最小值

(1)

在这里，δ是指一个开关周期的占空比，δ=Ton/T；Ton是指开关器件Q2的导通时间；T是指开关周期和最大值0.5之间调节开关器件Q1与Q2的占空比.

通过在这个范围内调节开关器件Q2的占空比可以控制Buck-Boost有源功率因数校正级电路工作点，同时不影响振荡变换部分，这个特性可用于调节发送到灯具的功率和电路的其他部分.

3 触发电路及其分析

本文给出的单级电子镇流器的触发电路如图3(a)所示.该电路用一个饱和变压器从LCC串并联谐振变换电路中获取电源，由于稳压管D11的稳压作用，CB两端的电压保持在12 V，对QC2和QC3供电.当饱和变压器副边电压高于稳压管D11两端的电压时，QC1导通，QC2饱和导通，QC3截止，触发信号UGS为高电平；反之，QC1与QC2截止，QC3饱和导通，触发信号UGS为低电平0.3 V(QC3集电极与发射极饱和压降为0.3 V).QC2和QC3构成推挽电路.稳压二极管D12起嵌位触发信号UGS的作用.

由于开关器件Q1与开关器件Q2的负载不同，在相同的触发信号下，用同一种触发电路触发这两个开关器件，得到的触发信号不同.开关器件Q2的触发信号相对较差，其上升沿和下降沿变化速度缓慢.

图3 触发电路与仿真波形Fig.3 Trigger circuit and simulation waveform

从图3(b)的仿真结果可以看出，开关器件Q2的触发信号的下降沿出现的尖峰电压被稳压二极管D12嵌位，开关器件Q2的栅源极触发信号更加稳定，寿命比以前的电路[4]有提高；从图3(c)的仿真结果可以看出，如果触发电路去掉稳压二极管D12，触发信号UGS的仿真波形在下降沿出现的尖峰电压超过20 V，实验中偶见开关器件Q2被击穿的现象.

4 实验结果

实验电路的电源电压为220 V、50 Hz，灯管选用飞利浦36 W圆形日光灯.电路的输入电压波形如图4所示.灯端电压频率为37 kHz,效率为90%，功率因数大于0.99.

图4 实验电路的输入电压波形Fig.4 Experimental circuit’s input voltage

5 结论

与两级有源功率因数校正电路相比，本文给出的电路没有使用专用的集成电路，总原件数较少；与以前的单级有源功率因数校正电路相比，效率进一步提高，开关器件的损耗降低，寿命更长.

参考文献：

[1] Ribas J, Alonso J M, Calleja et al. Low-cost high-power-factor electronic ballast based on the self-oscillating buck-boost inverter[J].Proceedings of the IEEE APEC，2000, 1(1):597-602.

[2] Ribas J, Alonso J M, Calleja A J, et al.Low cost single-stage electronic ballast based on a self oscillating resonant inverter integrated with a buck-boost PFC circuit[J].IEEE Trans Nd Electron, 2001, 48(6):1196-1204.

[3] Ribas J, Alonso J M, Calleja A J, et al.Single-stage high-power-factor self oscillating electronic ballast for fluorescent lamps with rapid start[J].Proceedings of the IEEEAPEC，2002(2000):15-20.

[4] Wu T F, Chiang M C， Liu Y C.Single-stage dimmable electronic ballast with unity power factor[J].IEEE Trans Ind Electron，1996, 152(1):2141-2148.