基于传输线变压器的多载波功率放大器设计

窦建华， 苏 州， 杨学志， 吴永忠

（合肥工业大学 计算机与信息学院，安徽 合肥 230009）

射频功率放大器是无线发射机的重要部件，多载波广播发射系统要求功率放大器具有足够的增益、带宽和较高的线性度。前馈线性化技术可以在不损失电路增益和带宽的前提下抑制主功放产生的非线性失真［1］，其前馈技术原理如图1所示。系统中，主功率放大器除了需要具备较高的增益和效率外，还要研究前馈环路中幅值和相位的匹配问题。

在现代射频功率放大器设计中，利用厂家给出的晶体管大信号模型，在ADS软件下作负载牵引仿真，得到最优输入输出阻抗，不必搭建复杂且严格的负载牵引系统。但是功率放大器工作在大信号状态下时，输入阻抗和输出阻抗变换范围很大，宽带功放的匹配网络不能使用传统的LC匹配电路。实际功放管的源阻抗和负载阻抗中具有电抗的成分，所以匹配电路中应包含2个部分，分别为抵消阻抗的虚部和对实部进行变换。当实部的变换比例较大时，可以使用传输线变压器实现宽带阻抗变换。

图1 前馈系统原理

本文利用大信号非线性模型与负载牵引仿真，确定最优负载阻抗与源阻抗，使用同轴线结构的传输线变压器与集总参数元件实现匹配电路，设计了多载波前馈系统中的主功率放大器。

1 传输线变压器

传统的磁耦合变压器结构简单，可实现高频频段的任意阻抗比变换，但是功率容量受铁氧体磁芯材料限制，并且绕组间的寄生电容和漏电感对变压器的高频性能影响较大，限制了其带宽。而传输线变压器中功率传输以传输线模式进行，因此功率容量取决于传输线而不是磁芯，可实现若干个倍频程内的阻抗变换。

常用的传输线变压器结构有平行线、同轴线和双绞线结构，本设计使用同轴线结构的传输线变压器实现甚高频段的大功率宽带阻抗匹配。同轴线的结构与等效图如图2所示，其中aa′为同轴线内导体，bb′为同轴线外导体。信号在同轴线中传输时，内外导体中的电流幅度相等，相位相反；内外导体上电压幅度和相位均相等。传输线按照不同的结构连接，可以实现特定阻抗比的传输线变压器［2］。本设计使用图3所示的4∶1同轴线巴伦，实现了非平衡端到平衡端4∶1的阻抗变换。

图2 同轴线的结构与等效图

图3 4∶1同轴线巴伦

传输线变压器的低频特性主要依赖于同轴线外导体的等效电感，高频特性取决于同轴线的长度。此外，同轴线的特征阻抗最优值应为阻抗变换器两端阻抗的几何平均值，即，但实际应用的同轴线特征阻抗基本为50Ω或75Ω，使用非最佳传输线特征阻抗会引起低频带宽减小，可以在输入匹配端的阻抗变换器上添加铁氧体来弥补［3］。4∶1阻抗变换器的插入损耗为［4］：

其中，Z0为同轴线的特征阻抗；ZL为阻抗变换器低阻抗端的阻抗；l与β分别为同轴线的长度与相位常数，插入损耗与同轴线长度的关系如图4所示。由图4可以看出，同轴线长度不宜超过最高工作频率处波长的1／8。

图4 插入损耗与同轴线长度的关系

2 功率放大器的设计与分析

2.1 器件选择与直流偏置

为了达到较高的增益，功放管选用Freescale公司的增强型LDMOS功率场效应管MRF6VP2600H，工作频率为10～250MHz，P1dB为53.3dBm，功率增益G1dB为25.3dB。

功率放大器的工作状态对线性特性的影响较大，当栅源偏置电压与夹断电压接近时，功率放大器工作在高效率模式下，线性度很差。因此，为了兼顾效率与线性的关系，本设计采用推挽结构并使功放管工作在AB类状态，可使三阶互调失真改善10dB以上［5］。

2.2 负载牵引仿真

负载牵引仿真是使用软件对功放管的大信号非线性模型，计算出输出功率随负载阻抗的变化曲线。在直流偏置确定的前提下，对特定的测量频率和功率，计算出对应的复阻抗，这些阻抗在Smith阻抗圆内构成一个封闭曲线，不同的测量功率对应不同的曲线，从而得到一系列负载阻抗曲线。图5所示为利用ADS软件得到的负载牵引仿真结果，细线表示等输出功率圆，随着测量功率的增加，曲线收缩到输出阻抗为13＋j17.8的点，该阻抗即是功率放大器输出最大功率所需要的最佳负载阻抗，图5中的粗线表示等附加效率圆。

图5 负载牵引仿真结果

根据已确定的输出阻抗，对功放管做源牵引仿真，得到最佳输入阻抗，然后根据最佳输出阻抗和输入阻抗设计匹配电路［6］。

2.3 匹配电路

采用同轴线结构的匹配电路，如图6所示。

图6 同轴阻抗变换器实现的匹配网络

对窄带大信号状态下功放管做负载牵引仿真，得到最佳阻抗是Smith圆图上的一个点，但是宽带功放则对应Smith圆图上的一个区域，输入输出阻抗在几欧姆至十几欧姆范围内变化。通过设计同轴线的电长度，使之在低频处与功放管的输入输出阻抗匹配。频率升高时，并联电容和同轴线外导体的等效电感构成π型匹配网络，使高频阻抗降低，从而在高频率处与器件相匹配［7－8］。

在实际电路的制作过程中，输入端的传输线变压器增加了铁氧体，以改善传输线变压器的低频特性。而输出端由于功率较大，铁氧体造成的功率损失也大，不使用铁氧体。此外，匹配电路中的电感选用高Q值的空心电感，以减小匹配电路的损耗。

2.4 保护电路

保护电路是射频功放系统必不可少的一部分，过流保护电路采用高压侧电流检测放大器LTC6101，将电流在检测电阻上产生的小差分信号放大，输出电压信号经A／D采样到控制器，控制功放的工作状态。驻波保护电路［9］使用双向定向耦合器IPP8045和双通道真有效值对数检波管AD8364，实现入射波与反射波的功率检测，如图7所示，入射功率和反射功率由耦合器取出，经衰减器进入检波管，输出的2路电压信号通过AD8364内部的减法电路后，输出Vout到控制器。Vout与反射系数Γ的关系式为：

其中，D为双向定向耦合器的方向性，本设计D的参数为20。根据（1）式，由反射系数求出控制电路的基准电平，当检测到Vout小于基准电平时，降低功放输入或关闭功放。

图7 驻波保护电路

3 测试

使用功率源、功率计和频谱仪对功放进行测试，电源电压48V，输入功率0dB时，频率从80～120MHz范围内变化。为测试功放线性度，使用双音信号，输入频率分别为88MHz和96.6MHz，图8所示为输出功率为20dB时的双音测试结果。

图8 双音测试结果

由测试结果可知，在工作频段内功率增益大于20dB，增益平坦度±1dB，三阶交调抑制－20dBc，满足多载波前馈系统中对主功放的增益和线性度要求。

单音信号测试结果见表1所列。

表1 88～108MHz输出功率

4 结束语

多载波前馈系统中的主功率放大器除了具备宽频带、高增益和较高的效率之外，还要确保较好的线性度和增益平坦度。本设计采用推挽结构，同轴阻抗变换器结合集总元件共同实现阻抗匹配，实现了100W功率输出的高线性度功率放大器，满足系统要求。

［1］Lee H S，Pollard R D.A high linearity and wide band feedforward amplifier design［C］／／Microwave Conference，25th European，1995：668－672.

［2］Rotholz E.Transmission－line transformers［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1981，29（4）：327－331.

［3］Trask C.A tutorial on transmission line transformers［R］.Sonoran Radio Research，2005.

［4］Ruthroff C L.Some broad－band transformers［J］.Proceedings of the Institute of Radio Engineers，1959，47：1337－1342.

［5］Grebennikov A.射频与微波功率放大器设计［M］.张玉兴，赵宏飞，译.北京：电子工业出版社，2006：160－165.

［6］郑建彬，孟庆鼐，魏启辅.微波功率放大器的小信号S参数设计方法［J］.合肥工业大学学报：自然科学版，2005，28（6）：588－591.

［7］Gentzler C G，Leong S K.Broadband VHF／UHF amplifier design using coaxial transformers［J］.High Frequency Electronics，2003，2（3）：42－51.

［8］Sahan N，Inal M E.High－power 20～100MHz linear and efficient power amplifier design［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， 2008， 56（9）：2032－2039.

［9］杨 霖.利用对数检波器实现射频功放过驻波保护［J］.电子产品世界，2008（12）：36－38.