精密高压稳压电源的研究与设计

陈振生，胡咏梅，李长青

（1．山东凯文科技职业学院 电工电子实训中心，山东 济南 250200；2．山东大学 控制科学与工程学院 ，山东 济南 250061）

电子束曝光机的高压电源波动直接影响制版精度，提高高压电源的稳定度和可靠性是电子束曝光机由实验阶段走向实用阶段的必经之路[1]。

为满足我校研制的新型电子束曝光机对高压电源技术指标的要求，我们设计和研制了最高输出可达30 kV的精密高压稳压电源。在电源系统的设计中，采用了直接调整和间接调整相结合的复合调整方案，采用了集中补偿和分散补偿相结合的系统补偿方式，对关键技术采取了针对性的有效措施。通过长期实际工作运行，证明该电源系统性能稳定、工作可靠，为电子束曝光机制版精度的提高提供了必备条件。

图1 30 kV精密高压电源原理框图Fig．1 Fundamental diagram of 30 kV precision high voltage power supply

1 电源系统总体设计方案

该电源系统总体设计原理框图如图1所示，其主要特点如下所述。

1.1 采用交流稳压器进行前级交流预稳

如图1所示，220 V工频电压经稳压变压器交流预稳压后，再给电源系统各单元电路交流供电。稳压变压器具有交流预稳、抗干扰、抑制过载电流和输出短路保护等功能，对电源的稳定性和可靠性有重要作用。稳压变压器的电压调整率≤1%，负载稳定度≤2%。

1.2 采用5 kHz正弦振荡器作为逆变器

该电源系统的主要设计目标是高精度、高稳定性、低纹波和低漂移。通常高压电源采用饱和式逆变器，其优点是功耗低，但存在输出方波叠加高幅度尖峰脉冲的缺点，从而使输出高压中出现很大纹波[2]。为满足低纹波输出的设计要求，设置了5 kHz正弦振荡器作为该电源系统的逆变器，它把700 V直流电压变换为振幅可达320 V的5 kHz正弦电压。由于正弦振荡器输出不存在尖峰脉冲，所以有效地降低了输出纹波。振荡器的振荡频率越高，输出纹波越小，并且便于升压变压器的小型化设计，在兼顾振荡频率稳定的情况下，振荡频率设计为5 kHz。

1.3 采用双闭环调整

为实现高稳定度的要求，该电源系统采取了双环闭调整。调整闭环I由图1中的取样分压器、比较放大器（由K1、K2、K3组成）、补偿网络I、倍压整流滤波器和调整元件组成，这是在高压回路内采用的直接调整方式。直接调整具有调整速度快，动态稳压性好等优点，可在高环路增益的情况下不自激，为提高电源的静态精度提供了有利条件[3]。调整闭环Ⅱ由取样分压器、比较放大器（由 K1、K2、K3组成）、补偿网络Ⅱ、跟随器、5 kHz振荡器、升压变压器和倍压整流滤波器组成，这是调整元件设在低压侧的间接调整，其作用是对整流滤波器的输出进行前期直流预稳，使调整闭环I中的调整元件压降有一个尽可能低的设计值，这既提高了电源的稳定度，又延长了调整元件的寿命。

1.4 采取集中补偿和分散补偿相结合

该电源系统是两级稳压调节系统。 而且环路增益设计得足够高以满足静态精度的要求，这就存在动态稳定的问题。为解决这一矛盾，采取了集中补偿和分散补偿相结合的补偿方式。集中补偿通过把图I中的放大器K2设计为PID放大器来实现，其电路如图2所示。为了减少各参数之间的影响，使 C2＞C1，R1＞R2，电路的传输函数为[4]：

式中：T1、T2为微分时间常数，T1=C1R1，T2=C2R2；T0为积分时间常数，T0=C1R0。

图2 PID放大器原理图Fig．2 Fundamental diagram of PID amplifier

分散补偿由图1中的补偿网络Ⅰ和补偿网络Ⅱ来实现。两补偿网络分别对两调整环路进行相位补偿，以保证电源系统的高动态稳定性。两补偿网络的电路结构相同，但电路参数不同，其电路结构如图3所示，其传输函数为：

式中：T′1=R2C，是微分时间常数；T′2=（R1+R2）C，是积分时间常数。

图3 分散补偿网络结构Fig．3 Network of dispersed compensation

1.5 比较放大器设计为双通道放大器

直流通道由图1中的K1和K2组成，交流通道由K3和K2组成，这样可兼顾直流增益和交流增益的不同要求，电源系统的环路增益在低频段很高，而在高频段相对很低，这样便于处理高静态精度和高动态稳定性的矛盾，并有利于低纹波输出。

1.6 采用交流平衡器

通常高压稳压电源的纹波电压幅度主要由工频电压分量决定，难以达到高精度稳压电源对输出低纹波的要求。为了抑制高压电源输出的工频纹波电压，采用了交流平衡器。图1中的交流平衡器的输出为幅度和相位均可调的工频交流电压，该交流电压经比较放大器放大后传递到电源输出端，大大抑制了输出电压中的工频纹波。

2 高稳定度设计

决定稳压电源稳定度的关键因素是基准电压源精度、比较放大器增益及其稳定性、取样分压比稳定性[5]。为此进行了如下针对性设计。

2.1 比较放大器的设计

1）增益核算

由于该电源系统采取了前级交流预稳和直流预稳，所用的比较放大器是高精度高稳定放大器，基准电压源是高精度基准源，并且比较放大器和基准电压源置于电磁屏蔽恒温槽内，取样分压器电阻采用绝缘油冷却，所以输入工频电压和环境温度对输出电压的影响可忽略，输出电压的变化主要由输出电流的变化决定。为此，采用电源系统的负载效应来核算比较放大器的增益。

该电源系统采用了双闭环调整，调整闭环Ⅰ是决定电源稳定度的主要因素，为此根据调整闭环Ⅰ来核算比较放大器的增益。由调整闭环Ⅰ可得如图4所示的信号流图[3]。图中，Rd为调整元件内阻，Ri为由倍压整流滤波器内阻，ΔU0为输出电压变化量，μ为调整元件的放大系数，n为取样分压比，K为比较放大器的增益绝对值，P为补偿网络衰减系数，ΔUg为调整元件栅阴电压变化量，ΔIh为负载电流变化量。满足μ knp＞μ＞1，Ri＞Rd，由图 4 可推出 K 的表达式为

图4 调整闭环Ⅰ的信号流图Fig．4 Signal flowchart of regulation loopⅠ

式中Uo为电源输出电压。设计要求在时，所以 K 应满足

输出电压分 30、25、20 kV 3档。由（4）式可求出 3档输出对K的要求。K的实际设计值为5×105，满足各档输出对K的要求，加之还有调整闭环Ⅱ的调整作用，使K具有足够大的裕量。

2）低漂移低噪声设计

要得到高压电源低漂移和低纹波的高精度设计，必须设计低漂移、低噪声比较放大器。对于多级直流放大器，其漂移、噪声以及增益的稳定性主要由前置级决定，前置级增益越高，决定作用越强[6]。图1中的放大器K1为比较放大器的前置级，其具体电路如图5所示。电路中的运放选用高精度低漂移低噪声运放ICL7650[7]，电阻均用高精密低噪声线绕电阻 RX70-0．5 型，电阻 RP满足补偿条件 Rp=RF∥Rf。

图5 前置级直流放大器Fig．5 First stage amplifier

对于图5所示放大器可推导出放大器的等效输入漂移电压ΔV sr为[8]

式中，ΔT 为温度变化量，∂V0S/∂T 和 ∂I0S/∂T 分别为运放失调电压和失调电流的温度系数，为闭环增益绝对值，即由（6）式可见，要减小漂移，要大，ΔT要小。取RF=5MΩ，Rf=500Ω。为减小温度变化量ΔT，把前置放大器K1置于恒温槽内。为进一步降低放大器噪声，对恒温槽进行可靠的电磁屏蔽设计。

2.2 采用高精度电压基准源

采用REF102型高精度电压基准源，其输出电压为10 V，温漂≤2．5 ppm／℃， 长时间稳定度为 10 ppm/100 h， 在 0．1～10 kHz的频率范围内噪声电压为6μVP-P[9]，并对REF102的外围电路进行精心的低噪声低漂移设计，以保证基准电压源的高度稳定性。将基准电压源设置在电磁屏蔽恒温槽内，以减少基准电压的温漂和电磁干扰。

2.3 保证取样分压比的高稳定性

取样分压器的高压臂电阻全部选用4 MΩ、2W的RX70型精密电阻，并将其全部镶入密封的有机玻璃圆筒内，再把圆筒放入绝缘油箱内。低压臂电阻选用0．5W的RX70型精密电阻，并把它们全部放入电磁屏蔽恒温槽内。

分压器的电晕放电将影响分压比的稳定性，进而使高压输出产生严重波动。因此防止分压器产生电晕放电是保证高压输出稳定必不可缺的重要技术措施。为此，分压器的高压端装有直径为400mm、表面光洁度在Δ7以上的椭圆球，使高压端的最大场强小于2．6 kV/cm。这一措施有效地消除了电晕放电，保证了分压比的稳定性。

2.4 保证前级稳压电源有足够的精度

该电源系统共有5个前级直流稳压电源，它们分别给电源系统的各相关单元电路供电，这些稳压电源必须要有足够高的稳定性，才能保证高压输出高技术指标要求。其中基准电压源和前置级放大器K1的供电电源的技术指标要求最高，是独立专用直流电源，不对其他单元电路供电，其电压调整率≤2×10-4，负载调整率≤5×10-4，纹波电压有效值≤1 mV，温度系数≤5×10-5/℃。

3 性能指标测试及测试结果

3.1 性能指标测试

1）纹波电压的测试

测试电路如图6（a）所示，图中RH为输出负载电阻，用来模拟电子枪工作时的电子束流。Ei为可调的工频输入电压。Ei维持220 V不变，在额定负载下 （100μA）高压输出经过35 kV、0．035μF的隔直电容将交流分量耦合到4 MΩ测量电阻上，用LM4000型示波器测量4 MΩ电阻上的纹波电压。纹波电压的主要分量是5 kHz分量，其次是50 Hz分量。考虑高压电容的容抗以及示波器的输入阻抗，由测得的4MΩ电阻的纹波电压再换算出输出电压纹波系数。

2）电压调整率的测试

测试电路如图6（b）所示。图中Ei为电压可调的工频交流输入电压，分压器由精密电阻构成﹐分压比为1/3 000。在维持额定负载不变的情况下交流输入电压Ei改变±10%，由7位半数字电压表HD3455A测量分压器输出电压，由测量值可换算出输出直流电压。根据输出电压变化换算出电压调整率。

图6 性能参数测试电路Fig．6 Test circuit of performance index

3）负载调整率的测试

测试电路如图6（b）所示。维持交流输入电压Ei不变，负载电流由150μA上下变化100μA，由数字电压表测量各种负载电流情况下的电压。由测得结果计算出负载调整率

4）漂移的测试

测试电路如图6（b）。维持交流输入电压及负载电流不变（室温变化16～21℃）。用数字电压表测量输出电压变化。连续测量9 h。由测量结果计算出输出电压的漂移，也就是输出电压的长期稳定性。

3.2 测得的技术指标

输出电压：20、25、30 kV

输出电流：额定值100μA，最大值300μA

电压调整率（～220 V±10%）

负载调整率（负载电流变化100μA）

纹波系数（负载电流为100μA）：

长期稳定度（负载电流为100μA）

3.3 高压电源的应用

高压电源给电子束曝光机电子枪提供加速电压。高压输出的正级与电子枪阳极相接、负极与电子枪阴极相接。投入实际应用一年多以来，性能稳定、效果良好，提高了电子束曝光机的制版精度。对于4×4mm的扫描场，因高压电源波动引起的扫描场波动仅有0．01μm，精度可达0．3×10-5。由于加速电压的长期稳定性好，大大提高了电子束曝光机长时间工作时的制版合格率。

4 结束语

1）既采用直接调整与间接调整相结合，又采用集中补偿与分散补偿相结合，是实现高压稳压电源既有高静态精度，又有高动态稳定性的切实有效的设计方案。

2）对比较放大器的前置级、基准电压源和取样分压器的高精度设计，是实现高压电源高精密度的关键设计。

3）采用工频交流平衡器、交流负反馈、前期交直流预稳以及比较放大器低噪声低漂移设计是实现低纹波输出必不可少的措施。

[1]顾文琪．电子束曝光微纳加工技术[M]．北京：北京工业大学出版社，2004．

[2]周志敏，纪爱华．电磁兼容技术[M]．北京：电子工业出版社，2007．

[3]胡寿松 ．自动控制原理[M]．北京：科学出版社，2007．

[4]丁天怀，李庆祥．测量控制与仪器仪表现代系统集成技术[M]．北京：清华大学出版社， 2005．

[5]王增福．新编线性直流稳压电源[M]．北京：电子工业出版社，2004．

[6]蔡建新 ，张唯真．生物医学电子学[M]．北京：北京大学出版社，1997．

[7]张国雄．测控电路[M]．北京：机械工业出版社，2006．

[8]寇戈 ，蒋立平．模拟电路与数字电路[M]．北京：电子工业出版社，2008．

[9]杨振江，蔡德芳 ．新型集成电路使用指南与典型应用[M]．西安：西安电子科技大学出版社，2000．