反激式高频环节AC-AC变换器并联技术研究

陈 盛，陈道炼

（福州大学电力电子与电力传动研究所，福州350108）

1 引言

AC-AC变换器，是电力电子学的主要电能变换形式之一。交-交型AC-AC变换器，主要包括晶闸管相控AC-AC变换器、矩阵AC-AC变换器[1]、脉宽调制低频环节AC-AC变换器[2]和脉宽调制高频环节AC-AC变换器[3-5]。其中，高频环节AC-AC变换器具有高频电气隔离、双向功率流、功率密度高、变换效率高、网侧功率因数较高、音频噪音低等优点，可用来实现性能优良的正弦交流稳压器、电力电子变压器等领域。

高频环节AC-AC变换器，包括Buck，Boost，Buck-Boost型三类[3-5]。 其中，Buck-Boost型（反激式）高频环节AC-AC变换器具有电路拓扑十分简洁、网侧功率因数较高、变换效率高、动态响应快、短路时可靠性高、输出容量小等特点。当需要扩大这类变换器的输出容量时，可以通过将多台变换器并联来实现，从而需要解决其并联均流问题。

本文提出并研究了反激式高频环节AC-AC变换器多模块主从式并联控制策略，给出了两个变换器模块并联实例，并对其进行了稳态和动态仿真分析。

2 反激式高频环节AC-AC变换器拓扑与控制策略

反激式高频环节AC-AC变换器电路拓扑族[5]，包括单四象限功率开关式、推挽式、半桥式、全桥式电路。其中，单四象限功率开关式拓扑如图1（a）所示，结构最简洁，开关数量少，本文以其为例进行研究。

反激式高频环节AC-AC变换器采用电压瞬时值反馈控制策略。具有输入电压极性和工作模式选择的同频变换器电压瞬时值反馈控制原理，如图1(b)、(c)所示。图中iL21为高频储能式变压器副边电感电流iL2的基波分量。

图1 反激式高频环节AC-AC变换器拓扑及其输出电压瞬时值反馈控制策略

将变换器输出的正弦交流电压uo的采样信号与基准正弦信号ur（与输入电网电压同步）比较，经PI调节器后得到了误差放大信号ue及其反相信号，该误差放大信号ue及其反相信号分别与三角波载波uT比较后得到了PWM信号uhf1，uhf2；uhf1信号分别与输入电压极性选择信号usy及其反向信号相或后得到了功率开关S3，S1的控制信号，uhf2信号分别与usy及其反向信号相或后得到了功率开关S2，S4的控制信号。通过调节PWM信号的占空比，即可实现同频变换器输出电压的稳定与调节。

按输出电压uo和iL21极性划分，变换器的工作模式分为A，B，C，D，每一种工作模式相当于一个单管单向反激变换器。当 uo＞0，iL21＞0 时，变换器工作在模式 A，S1高频斩波，S2，S3常通，S4截止，ui，L1，L2，S1，D4，Cf，ZL构成一个单管单向反激变换器，电源向负载供电，等效电路如图2(a)所示。当 uo<0，iL21＞0时，变换器工作在模式 B，S3高频斩波，S1，S4常通，S2截止，ui，L1，L2，S3，D2，Cf，ZL构成一个单管单向反激变换器，负载向电源馈电，等效电路如图2(b)所示。当uo<0，iL21<0时，变换器工作在模式C，S2高频斩波，S1，S4常通，S3截止，ui，L1，L2，S2，D3，Cf，ZL构成一个单管单向反激变换器，电源向负载供电，等效电路如图2(c)所示。当uo＞0，iL21<0时，变换器工作在模式 D，S4高频斩波，S2，S3常通，S1截止，ui，L1，L2，S4，D1，Cf，ZL构成一个单管单向反激变换器，负载向电源馈电，等效电路如图2(d)所示。

图2 反激式高频环节AC-AC变换器的4种工作模式

工作模式取决于输出滤波电容与负载的并联阻抗性质，而不仅仅取决于负载的性质。当负载为空载、阻性和容性时，变换器工作于容性工作模式；当负载为感性时，根据输出滤波电容与感性负载的并联等效阻抗不同，变换器可工作于阻性、感性和容性工作模式。输出滤波电容与负载的并联阻抗等效为感性、容性、阻性时，变换器的工作模式顺序分别为 A-B-C-D，D-C-B-A，A-C。

3 多模块变换器并联均流技术

3.1 并联均流控制方案

常用的并联均流方法[6-8]有输出阻抗、主从设置、按平均电流值自动均流、按最大电流值自动均流、按热应力自动均流和外加均流控制器均流等方法。综合比较六种均流方法，并结合反激式高频环节AC-AC变换器外特性分析，可知当变换器工作于电流DCM模式时具有类电流源特性[5]，要达到变换器均流效果，只需使输出电流相同，因此可以采用主从式并联方法，然后附加均流控制环使各个变换器输出电流与主模块一致。

当n台变换器进行直接并联，要使变换器均流，只要使n台变换器的输出电流相同。变换器的输出电流等于高频储能式变压器的副边电感电流的平均值IL2A，IL2(1)A…IL2(n)A，故要实现并联均流控制，只要使n台变换器的变压器副边电感电流iL2，iL2(1)…iL2(n)的平均值IL2A，IL2(1)A…IL2(n)A相等即可。这里变压器副边电感电流的平均值IL2A，IL2(1)A…IL2(n)A可以用下式表示：

式中Ts为变换器的开关周期。

因此，采用的控制方案是直接并联控制外环采用输出电压瞬时值反馈、内环取变压器的副边电流作为均流控制变量，控制方案如图3所示。图中n台变换器的输出端直接并联，将其变压器副边电流iL2，iL2(1)…iL2(n)采样出来，求绝对值、平均值后，将 IL2A，IL2(1)A…IL2(n)A输入差分比较器得到均流误差信号Ie1，Ie2，…Ien，然后与主变换器的ue综合，从而去控制各从变换器的工作，使得各从变换器副边电流与主变换器一致，达到并联均流的目的。三角波uT1，uT2，…uTn相位各相差360°/n，这样有利于减小输出电压的纹波。其缺点是：如果主变换器发生故障，则均流失败。

图3 并联均流控制方案

图4 两台反激式高频交流环节AC-AC变换器并联均流控制框图

3.2 反激式高频环节AC-AC变换器并联控制方案

以两台单四象限功率开关反激式高频环节AC-AC变换器的并联为例，根据图3的均流控制方案，结合图1的电压瞬时值反馈控制策略，可得到并联均流控制框图，如图4所示。其中三角波uT，uT′相位差180°，这样可以减小输出电压纹波。

4 仿真分析

图5 两台反激式高频环节AC-AC变换器并联稳态仿真波形

仿真实例：单四象限功率开关式电路拓扑，额定容量2×500 VA，输入电压220 V±10%50 HzAC，输出电压220 V 50 HzAC，变压器匝比N1/N2=N3/N4=1，原边电感为L1=L3=120 μH，输出滤波电容为Cf=9 μF。

4.1 稳态仿真

两台反激式高频环节AC-AC变换器并联稳态仿真波形，如图5所示。图5(a)、(b)分别为输入电压198 V感性满载、输入电压198 V容性满载时的输出电压、误差电压、副边电感电流波形。图5(c)为输入电压242 V阻性满载时的输入、输出电压波形。从仿真结果可以看出，两台并联变换器在不同负载情况下输出电流均相同，均流程度好，负载适应能力强。图5(d)为变换器电感电流局部展开图，可以看出两台并联变换器的电感电流相移相差180°，输出电压纹波小。并联变换器在不同输入电压时输出电压稳定度高，因此系统具有良好的输入电压调整率。

4.2 动态仿真

两台反激式高频环节AC-AC变换器并联负载突变动态仿真波形如图6所示。由仿真结果可看出在空载、阻性满载、感性满载、容性满载相互切换的动态情况下，从模块的均流误差信号Ie1，Ie2均能迅速变化，使并联变换器在短时间内重新达到均流的效果，系统动态性能好。

图6 两台反激式高频环节AC-AC变换器并联负载突变动态仿真波形

5 结论

通过分析研究得到了如下结论：

（1）反激式高频环节AC-AC变换器具有电路拓扑十分简洁、网侧功率因数较高、变换效率高、动态响应快、短路时可靠性高、输出容量小等特点，将多个反激式高频环节AC-AC变换器进行并联，是扩大这类变换器输出容量的有效途径；

（2）主从式并联均流控制方案，并联控制外环采用输出电压瞬时值反馈，内环取各模块的副边电感电流平均值作为均流控制变量，从而去控制各从变换器的工作，使各从变换器副边电流与主变换器一致，达到并联均流的目的；

（3）给出了仿真实例，并对其进行稳态和动态仿真；

（4）仿真结果证实了所提出的主从式并联均流控制方案的可行性，并且这类并联变换器具有均流程度好、稳压性较好、动态响应速度快等优点。

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