一种双向无桥有源箝位反激三端口LED驱动电路

摘 要：

面向光伏发电等新能源发电和电网供电等多能源联合供电的发光二极管（LED）照明应用场合，为进一步减小电路器件应力和开关损耗，提出一种有源箝位抑制漏感电压尖峰缓冲的多端口双向LED照明驱动电路，实现网侧供电与光伏发电等多能源供电以适应多种照明场景。详细分析所提电路的工作原理和工作过程，以及所提电路在各种工作模式下的稳态工作特性，设计电路关键参数和进行计算机仿真分析，研制1台交流电网输入电压范围为AC 185～265 V、输出电流为2 A、输出功率为96 W的电路实验样机。所提电路在交流电网供电工作模式下，功率因数可达0.998，总谐波失真最小为4.7%，电源效率满载时最高达87.2%。计算机仿真结果与实验结果验证了所提电路有源箝位方法的有效性。

关键词：

LED照明; 功率因数校正; 双向无桥反激电路; 有源箝位; 应力

中图分类号： TM46

文献标志码： A

文章编号： 2095-8188（2024）09-0038-13

DOI：

10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.09.007

A Bidirectional Bridgeless Flyback Tri-Port LED Driver with Active Clamping

HUANG Shuchen， LIN Weiming， ZHENG Yong， LIN Zhongyin

［Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion （Fuzhou University）， Fuzhou 350108， China］

Abstract：

In order to apply LED lighting in photovoltaic power generation， other new energy generation， grid power supply， and multi-energy joint power supply scenarios， an active clamping inhibit leakage voltage spike snubber multi-port bidirectional driver structure is proposed， which can realize the grid-side power supply and photovoltaic power and other multi-energy power supply to adapt to a variety of lighting scenarios. The operating principle and operating process of the proposed circuit are analyzed in detail.The steady-state operating characteristics of the proposed circuit in various operating modes are analyzed.The key parameters of the circuit are designed. Finally，the computer simulation are carried out with an AC grid input voltage range of 185～265 VAC， an output current of 2 A and an output power of 96 W is set up. In the AC grid power supply operating mode， the power factor is obtained to be 0.998， the THD is obtained to be 4.7%， and the efficiency of the proposed circuit is obtained to be up to 87.2% at full load. The computer simulation results and experimental results have been obtained to verify the effectiveness of the proposed circuit and its active clamping method.

Key words：

LED lighting; power factor correction; bidirectional bridgeless flyback circuit; active clamping; stress

0 引 言

进入21世纪以来，世界各国工业迅速发展，对能源的消耗日益增加，因此能源结构优化成为人们关注的重点。太阳能在新能源中拥有得天独厚的优势，其分布广、储量丰富，因此光伏发电技术得到了大力的推广与发展。这几年我国光伏发电技术也迅猛发展，规模和产能位居世界第二［1］。相比传统的两端口变换器，多端口变换器可以将多种能源形式、能量存储设备和负载通过一套功率变换装置集成，提高功率变换器的功率密度、动态响应速度，减少元器件数目，降低系统成本，提高系统可靠性。多端口变换器在新能源供电系统领域具有广阔的应用前景，被广泛应用在混合动力供电系统中［2-3］。

为了减小传统功率因数校正（PFC）电路中半导体功率器件的导通损耗，科研人员于1983年首次提出无桥Boost-PFC拓扑结构［4］，与带有整流桥的PFC电路相比，无桥PFC电路在工作中的电流始终只流过2个半导体功率器件，这使得电路中半导体功率器件导通总损耗降低，从而提高了PFC电路的效率［5-6］。文献［7］提出图腾柱式无桥Boost-PFC电路，其器件相对较少，功率密度高，但该变换器工作在电感电流连续模式时会产生较大的反向恢复损耗，降低变换器效率。文献［8］提出双二极管式无桥Boost-PFC拓扑结构，二极管形成的低频回路可降低共模噪声，但是该变换器磁芯利用率低，功率密度低。文献［9］提出双向开关型无桥Boost-PFC拓扑结构，其工作时刻通过连接二极管将输出和输入端地电位相连接，因此电路的共模干扰较小，但开关管中的体二极管需流过主电路电流，承受较大的电流脉冲，造成较为严重的反向恢复损耗。

双向变换器不仅能够实现能量的双向传输，而且可以控制输入、输出的电能质量，被广泛应用于分布式能源系统中［10］。双向变换器按照隔离功能分为隔离型和非隔离型。非隔离型变换器一般器件较少、拓扑简单、应用成本较低。相比非隔离型变换器，隔离型变换器的一次侧和二次侧之间存在1个变压器，以实现电气隔离及能量转换，虽然成本较高，但易实现软开关、高功率密度、结构对称且拥有更高的可靠性。隔离型双向变换器主要有正激双向变换器、反激双向变换器、推挽双向变换器、半桥双向变换器以及全桥变换器［11］。反激双向变换器采用耦合电感的方式传递能量，主要应用于小功率场合［12］。推挽-混合型全桥式双向变换器同样只适用于小功率场合，控制方法简单。推挽型双向DC-DC变换器适用于中低压场合，存在偏磁问题，开关管电压应力较大。双半桥式双向DC-DC变换器采用的器件较少，电压应力比推挽型低，适用于高压场合，效率较高。隔离型电路可以实现不同等级电压的电气隔离，在中、高压大功率场合应用广泛。相较于传统反激变换器，无桥反激变换器可以用于双向电能变换，为多能源供电提供了可能［13］。

对于反激式变换器，变压器漏感会在开关管关断瞬间的漏源极上产生1个电压尖峰，这不仅会导致开关损耗增加、效率降低，还会提高对开关管的耐压要求。传统反激变换器的漏感能量吸收电路为RCD箝位电路，由单个的电阻、电容和二极管组成［14］。在变压器一次侧并联1个RCD结构，可以在开关管关断后增加1个漏感放电回路，将漏感中的能量传递给电容储存，同时对开关管电压起到抑制电压尖峰的作用［15］。电容虽然吸收了漏感能量，但无法将其利用到输出侧，最终被RCD回路中的电阻消耗殆尽，没有从本质上提高效率［16］。同时，一次侧开关管工作在硬开关状态，开关损耗较大。为了有效提高Flyback变压器的工作效率，采用了有源箝位技术［17］。有源箝位反激变换器是传统反激变换器的一种衍生拓扑，其采用箝位开关管代替箝位二极管，使得漏感能量被转移到箝位电容后能再次被释放。有源箝位技术的引入虽然增加了变换器成本，但可以实现反激变换器漏感能量的回收和一次侧2个开关管的零电压开关（ZVS），更有利于变换器的高频化，实现更高的功率密度［18］。

本文提出一种双向无桥有源箝位反激AC-DC发光二极管（LED）驱动电路，通过串联2个金属氧化物半导体场效应晶体管（MOS）组成的双向开关，减少电流回路半导体功率器件数目，降低导通损耗。结合所提电路，采用一种有源箝位方法，以减小电压应力和开关损耗，提高效率和工作可靠性;结合光伏发电以及光伏逆变，构成3种工作模式的能量双向流动的多能源供电电路。本文详细分析了所提电路的工作原理、工作过程，进行了稳态特性分析，开展了电路关键参数设计。通过计算机仿真分析，设计了1台输出功率为96 W、输入电压为交流185～265 V、输出电流为2 A的样机，实验结果验证所提电路及有源箝位方案的有效性。

1 一种双向无桥反激LED驱动电路

1.1 电路结构

一种双向无桥反激LED驱动电路如图1所示。分为3种工作模式。

工作模式1：图1中，AC-DC虚线所包围的部分，当光照不充足且需要LED照明时，完全由交流电网给LED照明供电。

工作模式2：图1中，DC-DC虚线所包围的部分，当光照充足且需要LED照明时，完全由光伏发电给LED照明供电。

工作模式3：图1中，DC-AC虚线所包围的部分，当光照充足且不需要LED照明时，光伏逆变发电将能量并网逆变给电网。

1.2 工作模式1

工作模式1交流电网给LED供电电路如图2所示。一次侧由功率MOS管VT1、VT2构成回路，二次侧VT3、VT4在正负半周分别导通各自回路给LED负载供能。该工作方式下，光伏端发电口不工作，VT5、VT6关断。

由于本文所提电路在正负半周工作对称，故对其模态分析仅以交流电网输入电源周期的正半周为例。工作模式1工作模态等效电路如图3所示;非连续导通模式（DCM）下反激变换器主要工作波形如图4所示。AC-DC变换电路有3种工作模态，其工作过程分析如下。

t1时刻前，VT1关断，一次侧、二次侧电感电流都为0。

模态1［t1～t2］：如图3（a）、图4中t1～t2，功率MOS管VT2在交流电网输入的正半周常通，而VT4常断，VT1导通，VT3关断，二次侧VD1、VD2截止。

直至t2时刻，一次侧电感电流iLp由0上升到iLp_pk，其值为

iLp_pk=uinLpTon（1）

模态2［t2～t3］：如图3（b）、图4中t2～t3，功率MOS管VT1关断，在正半周VT2仍然常通，二次侧VD2截止，VT4常断。此时，漏感中的能量无处释放将与VT1的输出电容CosVT1谐振，在VT1的漏源极两端产生电压尖峰。变压器绕组Np中储存的能量通过变压器绕组Ns1、VD1释放到输出电容Co和LED负载，二次侧电流从iLs_pk下降到0，Ns2中储存的能量释放完毕，其中，

iLs_pk=n·iLp_pk（2）

式中： n——一次侧、二次侧匝数比。

模态3［t3～t4］：如图3（c）、图4中t3～t4，功率MOS管VT1关断，在正半周VT2常通，VT4常断，VT3与VT1互补仍导通，但电流为0，二次侧VD1、VD2截止，二次侧电流iLs下降到0开始断续，一次侧绕组Np的电感Lp与VT1的输出寄生电容CosVT1谐振。t4时刻，开关管导通，一次侧电感电流开始上升。

电路稳态工作时，该电路在模态1～模态3循环工作，处于无桥反激变换器的DCM中，在负半周稳态对称工作。

1.3 工作模式2

工作模式2光伏发电给LED供电电路如图5所示。光伏PV给LED供电，在需要LED且光照充足的情况下，光伏侧利用Npv1和VT5构成的回路或Npv2和VT6构成的回路，给变压器一次侧绕组充能，二次侧由Ns1或Ns2释放能量驱动LED。

工作模式2工作模态等效电路如图6所示;工作模式2主要工作波形如图7所示。

t1时刻前，VT5关断，一次侧、二次侧电感电流为0。

模态1［t1～t2］：图6（a）中，功率管VT5导

通，VT6关断，电流经VD3、Npv1、VT5形成回路，光伏能量释放到变压器绕组Npv1，一次侧电流上升，二次侧VT1关断没有电流，能量储存在逆变器变压器电感中。

直至t2时刻，开关管关断，一次侧电流iLpv升到Ipvp，值为

Ipvp=UpvLpv1Ton（3）

模态2［t2～t3］：图6（b）中，功率管VT5关断，VT3导通，变压器绕组中储存的能量由Ns1释放到输出电容Co和LED负载，漏源电压uds开始上升，一次侧漏感Lpv1k开始和CosVT5谐振，二次侧电感电流下降，二次侧电流从iLs_pk下降到0，Ns2中储存的能量释放完毕，其中，

iLs_pk=n·iLp_pk（4）

模态3［t3～t4］：图6（c）中，流过二次侧VD1的电流下降为0，一次侧VT5的输出电容CosVT5与电感Lpv1谐振。直到t4时刻，开关管再次开通，稳态工作时变换器在3个模态中循环工作。

1.4 工作模式3

工作模式3光伏逆变发电给电网电路如图8所示。

在光照充足且不需要LED照明的情况下，可以把光伏的能量逆变发电给电网，提高能量利用率。工作模式3工作模态等效电路如图9所示;工作模式3主要工作波形如图10所示。以正半周为例进行分析。

t1时刻前，VT5关断，一次侧、二次侧电感电流都为0。

模态1［t1～t2］：图9（a）中，功率MOS管VT5导通，光伏侧变压器绕组电感Lpv1电流从0开始线性增加，二次侧VT1关断没有电流，能量储存在逆变器变压器电感中，至t2时刻，一次侧电流上升到最大值。

模态2［t2～t3］：图9（b）中，变压器绕组中的能量流经功率管VT2、VT1的体二极管形成回路，通过控制VT2的开通关断，实现光伏逆变发电至电网。直至t3时刻，二次侧能量释放完毕，二次侧电流降为0。

模态3［t3～t4］：图9（c）中，流过二次侧二极管的电流下降为0，一次侧VT5的输出电容CosVT5与电感Lpv1谐振。直到t4时刻，开关管再次开通，稳态工作时变换器在3个模态中循环工作。

2 有源箝位电路设计

以工作模式1为例，无桥反激AC-DC部分工作时，由于漏感带来开关电压尖峰，危及器件安全，本文提出一种有源箝位电路，用于无桥反激PFC电路，提高变换器的安全工作性能和工作效率。

一种AC-DC无桥PFC有源箝位电路如图11所示。

用于AC-DC无桥反激PFC拓扑，电路工作在正负半周对称的状态，VTs1、L1、Cs1和VTs2、L2、Cs2组成了2组箝位电路，其中VTs1、L1、Cs1构成正半周有源箝位电路，VTs2、L2、Cs2构成负半周有源箝位电路。假设正负半周变换器工作在对称状态，以下都以电网交流输入的正半周为例进行模态分析。

由于电路工作在交流输入正负半周对称的状态，以正半周为例展开分析，VT1正半周导通、VT3正半周导通、VT4正半周关断、VTs2正半周关断。有源箝位电路等效电路如图12所示;有源箝位电路正半周主要工作波形如图13所示。

t1时刻前，谐振电容两端电压为UCs1_on，一次侧电感、二次侧电感、电感L1电流都为0。

模态1［t1～t2］：如图12（a），t1时刻，功率管VT1常通，VT2导通，箝位二极管VDs3导通，电感L1上的电流先增大后减小到0，电容Cs1在上个开关周期有储存的能量，电压方向如图12（a），通过VT2、L1、VDs3回路与L1谐振放电，开关管导通的瞬间Cs1上的电压为反射电压，表达式为

uCs1_on=Uor=NpNs1Uo（5）

至t2时刻，谐振电容Cs1两端电压谐振到-UCs1_on，电感L1电流为0。

模态2［t2～t3］：如图12（b），t2时刻，电容Cs1上的电压谐振到-UCs1_on，此时VDs3反向截止，阻止谐振电流反向，电感L1上的电流为0。二次侧输出电容为LED供电，电容Cs1上的电压保持不变直到VT2关断。

至t3时刻，电感Lp两端电流上升到最大值，谐振电容两端电压保持在-UCs1_on。

模态3［t3～t4］：如图12（c），VT2关断，同时VTs1导通，电容Cs1电压方向为左“+”右“-”，变压器漏感能量通过Cs1与CosVT2释放，由于Cs1CosVT2，起到了箝位作用，减小了CosVT2的电压尖峰。VT2关断瞬间，二次侧VD1仍处于反向截止状态，Cs1反向充电到UoNp/Ns，二次侧VD1导通，此时变压器绕组电压被输出电压Uo箝位，VDs1反向截止。t4时刻，电容Cs1两端电压反向充电到UoNp/N。

模态4［t4～t5］：图12（d）中，二次侧二极管VD1导通，此时Cs1上的电压等于反射电压Uor。因此，二极管VDs1截止，电容Cs1电压保持不变，等待下一个开关周期。变压器中储存的能量经二极管VD1、开关管VT3释放到LED负载，二次侧电感电流逐渐减小，直到断续。t5时刻，Cs1上的电压维持在UoNp/N，二次侧电感电流为0。

模态5［t5～t6］：图12（e）中，二次侧电感电流断续，二次侧VD1截止，由输出电容Co向LED负载供电。t6时刻，Cs1上的电压维持在UoNp/N。

等待下一个开关周期，VT2导通，则LCD电容Cs1与LCD电感L1谐振，变换器在模态1～模态5循环工作。

3 稳态工作特性

3.1 网侧特性

将交流输入源定义为

uin（t）=Umsinωt（6）

式中： Um——交流输入电压的峰值;

ω——交流电源的基波角频率。

在占空比固定的情况下，各开关周期内输入电流的峰值为

ip_pk=uinLpDTS=uinsinωtLpDTS（7）

式中： D——占空比;

TS——开关周期;

Lp——一次侧电感。

根据三角形面积，可以得到各开关周期内的输入电流平均值为

ip_avg=12ip_pkDTSTS=12ip_pkD=uinsinωt2LpD2TS（8）

在DCM下，反激变换器电感电流能够自动跟踪输入电压变化，为正弦函数，因此能自动实现功率因数校正。

3.2 DCM下输入输出电压变比

工作在DCM状态下的反激变换器在1个开关周期内可划分为3个阶段。

第1阶段，0～D1TS，一次侧开关管导通，二次侧二极管关断，此时

ULm=uiniC=-UoR（9）

式中： R——负载电阻;

Lm——一次侧电感;

iC——输出电容电流。

第2阶段，D1TS～（D1+D2）TS，一次侧开关管关断，二次侧二极管导通，此时

ULm=-nUoiC=iVD-UoR（10）

式中： n——变压器一次侧、二次侧变比;

iVD——二次侧二极管电流。

第3阶段，（D1+D2）TS～TS，一次侧开关管关断，二次侧二极管关断，此时

ULm=0iC=-UoR（11）

当电路达到稳态时，忽略电容两端的纹波，电感两端电压遵循伏秒平衡，因此

∫to+TstouLmdt=0（12）

由此可得：

M=Uouin=D1nD2（13）

同时，电路达到稳态时，电容在1个周期内充放电电荷为0，因此

∫to+TstoiCdt=0（14）

由上述方程可得：

Uo=nRimD22D2=2Lmn2RTS（15）

其中，im=uinD1TS/Lm。

因此，DCM工作模式下，反激变换器稳态输入输出电压变比为

M=Uouin=D1nD2=D12Lm/RTS（16）

3.3 应力特性

由于变换器工作在正负半周对称状态，VT1、VT2电压应力相同，计算公式为

udsVT1_max=udsVT2_max=uin_max+uor+Uk （17）

式中： uor——反射电压;

Uk——漏感尖峰电压。

由于变换器工作在正负半周对称状态，VT3、VT4电压应力相同，计算公式为

udsVT3_max=udsVT4_max=uin_pk/n+Uo（18）

VTs1、VTs2用于有源LCD箝位电路的控制，当主开关管导通，VTS1、VTS2分别与其对应的主开关管互补关断，电压应力相等，计算公式为

udVTs1_max=udVTs1_max=uin_pkmax（19）

二极管VD1、VD2、VDs1、VDs2的反向电压为

ud_max=uin_pk/n－Uo（20）

4 关键参数设计

4.1 变压器初级电感Lp

定义输入电压有效值最小值为uin_min，二次侧反射电压为uor，则其比值为

KU_min=2uin_minuor（21）

在反激变换器变压器计算式中，经常用到2个特殊函数F1（KU）和F2（KU），表达式分别为

F2（KU）=0.5+1.4×10-3KU1+0.815KU（22）

F1（KU）=0.637+4.6×10-3KU1+0.729KU（23）

一次侧绕组电流峰值ip_pk可表示为

ip_pk=2Pinup_pkminF1（KU）=2Pinuin_minF1（KU）（24）

无桥反激变换器的PFC功能要求反激变换器工作在电感电流断续状态，可以先求出变换器工作在电感电流断续和连续临界状态的电感值，让实际使用的电感值小于该值即可。

Lp≤1F2（KU_min）u2p_pkmin2（1+KU_min）fSPin_max（25）

实际应用式（25）时，通常取

Lp≈up_pkmin（1+KU_min）fSip_pk（26）

4.2 一次侧绕组匝数Np、匝比n

开关管关断时刻，电容Cs1先放电后充电，为保证放电路径不流过交流输入电源影响PF值，要求电容Cs1在开关管关断时刻的电压小于交流输入电源瞬时电压的峰值，即

uin_pkmax≤nUo（27）

一次侧绕组匝数Np为

Np=uin_pkmaxDmaxfSBmAe（28）

4.3 电容参数计算

反激变换器的输出电容设计主要涉及输出功率Po、输出电压纹波ΔUo、开关频率fS。本文无桥反激PFC电路输出的电压纹波为PFC电路输出的工频纹波2倍。根据傅里叶级数，输出电流的二次工频谐波可表示为

Io（2）=is_pkKUπ∫π0sin2θcos2θ1+KUsinθdθ=2Ioπ∫π0sin2θcos2θ1+KUsinθdθ∫π0sin2θ1+KUsinθdθ=2IoH2（KU）F2（KU）（29）

于是输出电压纹波ΔUo可表示为

ΔUo=2Io（2）Z2f（Co）=1π·H2（KU）F2（KU）·IofCo（30）

将待求量Co提出来，则

Co=1π·H2（KU）F2（KU）·IofΔUo（31）

5 仿真与实验结果

本文设计了仿真电路和实验样机。电路主要参数如表1所示;96 W有源箝位反激变换器样机如图14所示。

5.1 仿真结果

5.1.1 网侧特性

为了验证电路的可行性和参数设计的合理性，利用PSIM对所提有源箝位无桥反激进行仿真分析。

设计输入电压分别为185 V、220 V、265 V，满载状态下。不同交流输入电压时满载的输入电压uin、输入电流iin波形如图15所示。由图15可知，输入电流为正弦波，输入电压与输入电流同相位，满足设计要求。

5.1.2 应力特性

额定输入电压时电感L1和VT2的电流波形如图16所示。由于变换器工作在正负半周对称的状态，波形仅在交流输入的正半周峰值和谷值展开。由图16可知，iL1无论在交流输入的峰值还是谷值，每一个开关周期都是从0开始线性上升，于是无桥反激一直工作在电感电流断续状态。VT2导通时，LCD电容Cs1和电感L1谐振，与电感电流叠加，构成了流过VT2的电流，仍从0开始上升，保证了开关管工作在ZCS-ON状态。

额定输入电压时VT2栅源Ugs2、漏源电压Uds2、开关管电流iVT2波形如图17所示。由图17可知，VT2实现了ZCS-ON，且开关管关断瞬间Uds尖峰较小，有源箝位起到了保护开关管的效果。当VT2关断，流过开关管的电流iVT2与漏源电压Uds2几乎无交叠，实现了软开关。

5.2 实验结果

为进一步验证理论分析的正确性，根据电网对LED照明供电部分，研制了1台96 W/2 A的实

验样机，对实验波形、样机的效率、功率因数（PF值）以及总谐波失真（THD）等参数进行了分析。

5.2.1 网侧特性

变换器满载时不同输入电压下VT1、VT2的漏源电压uds1、uds2，以及交流输入uin和iin波形如图18所示。

由图18可知，交流输入电流iin有较好的正弦度，且随交流输入电压uin的相位变化，有较高的功率因数以及较低的THD。

不同交流输入电压时PF值对比如图19所示。由图19可知，样机的PF值整体高于文献［20］中的单级反激PFC电路，表明本文所提变换器具有更高的性能。

图18 变换器满载时不同输入电压VT1、VT2的漏源电压uds1、uds2，以及交流输入uin和iin的波形

5.2.2 应力特性

交流输入正半周时VT1、VT2漏源电压uds1、uds2以及电流iL波形如图20所示;交流输入负半周时VT1、VT2漏源电压uds1、uds2以及电流iL波形如图21所示。由图20和图21可知，无论是交流电网输入的正半周还是负半周，一次侧开关管

导通，电感电流iL均从0开始线性增加，无桥反激PFC变换器工作在电感电流DCM状态，VT1、VT2的漏源电压峰值均为910 V，所用开关管耐压为1 200 V。所设计箝位电路保证了电路的工作安全，变换器变压器一次侧电感值设计合理，开关管在安全状态下工作。

交流输入正半周箝位电路工作波形如图22所示;交流输入负半周箝位电路工作波形如图23所示。

由图22、图23可知，交流电网输入正负半周时，有源箝位电路对称工作。以交流电网输入正半周为例分析，VT2关断时，LCD电容Cs1吸收漏感能量，电压迅速上升到Uor箝位开关管电压，直到开关管导通，LCD电容Cs1与LCD电感L1谐振放电，直到电压变为-Uor，二极管VDs2反向截止阻止电容电压反向减小，直到开关管再次关断。由此可知，有源LCD箝位电路，漏感能量在LC中谐振，并由Cs1回馈到变压器一次侧电感。

5.2.3 效 率

满载时效率始终在85%以上，在交流电网输入电压为220 Vrms时最大效率为86.88%，在交流电网输入电压为185 Vrms时最小效率为85.64%，满足设计要求。

6 结 语

面向新能源发电和多能源供电的LED照明应用场合，为进一步减小导通损耗和开关损耗，提高电路工作可靠性，本文提出一种双向无桥有源箝位反激LED驱动电路，实现多能源供电与能量双向流动。反激变换电路的漏感通常产生较大的电压尖峰，导致开关损耗较大，同时影响器件工作可靠性。为进一步减小开关损耗和开关应力，提高变换电路转换效率和工作可靠性，本文提出一种有源箝位的抑制漏感电压尖峰缓冲电路，详细分析了有源箝位电路的工作原理、工作过程并开展了计算机仿真分析。

本文研制了1台所提出电路的实验样机，实验结果表明，在电网单独供电工作情况下，所提出电路功率因数最高为0.998，THD最小为4.7%，变换电路最高效率可达87.2%;所提有源箝位方法可有效抑制漏感引发的电压尖峰，开关管在满载条件最大电压应力为910 V。计算机仿真和实验结果均验证了所提电路有源箝位方法的有效性。

【参 考 文 献】

［1］ 李俊波，闫鹏，魏业文，等.一种新型SEPIC可拓展高增益DC-DC变换器［J］.电机与控制学报，2023，27（4）：64-74.

［2］ 周宙，李欢欢，毛行奎.应用于离网光伏系统的三端口变换器研究［J］.电器与能效管理技术，2020（3）：77-82，87.

［3］ 林国庆，黄毅敏.一种非隔离型高增益三端口DC-DC变换器［J］.电机与控制学报，2023，27（2）：98-111.

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收稿日期： 2024-04-25