基于特征模理论的机载微带有源二元阵列天线降耦技术

司 伟,韩彦明,韩国栋

(1. 中国电子科技集团公司第五十四研究所, 河北 石家庄 050081) (2. 解放军93145部队, 江苏 南京 210039)

0 引 言

机载雷达是实施空中预警、侦察、打击的重要设备,同时也具有保障飞机精确航行的重要作用[1]。其中,机载微带有源阵列天线/相控阵天线因为易于共形、重量轻、方向性良好以及可扫描的优点,在机载雷达领域内得到了广泛应用。但机载微带有源阵列/相控阵天线内部的互耦会直接影响天线系统的整体性能,因此如何降低其内部阵元间的互耦成为业内研究的热门课题。

目前常用的微带阵列天线降耦技术有：在地板上设计缺陷地结构[2-5]、在单元间增加耦合单元[6]和引入降耦表面[7-9]等。但这几种技术均不适合机载微带有源阵列天线。T/R组件是有源相控阵天线的核心部件,直接影响天线的性能[10],第一种技术会导致阵列背向辐射增加从而影响天线的T/R组件。第二种技术会增加单元间距进而影响阵列波束合成效果。机载微带有源阵列天线一般体积较小,第三种技术会增加天线高度不利于减小体积。综上所述,需要研究一种适用于机载微带有源阵列天线且操作简单、原理清晰的降耦技术来提升天线性能。

本文基于特征模理论研究,提出和验证了一种机载微带有源阵列天线新降耦技术。以两元阵为实例,分析有源微带阵列间的互耦机理,基于特征模理论提出新的降耦方法,并以此推广到大型有源阵列天线的互耦分析中。首先从路的角度分析了微带阵列天线的互阻抗特性;接着从场的角度验证了互阻抗结论的唯一性;随后提出了抑制特征模式的方法,该方法操作简单、原理清晰,在不增大单元间距、满足天线性能要求的前提下实现了机载微带有源阵列天线的降耦;最后通过仿真设计二元阵,验证了该方法的有效性。

首先设计带宽为2.19 GHz～2.32 GHz的微带天线单元,S11小于-10 dB。然后研究其在频带内被激励起来的特征模式,找到其中的工作模式和非工作模式。研究这些非工作模式,得到频带内对互耦贡献大的非工作模式。通过对贴片进行修形、加金属柱等措施抑制这些非工作模式。最后,分析单元组成的二元阵改进前后的有源反射系数、互耦系数S21、阵列增益、交叉极化等参数,验证该方法的有效果。

1 降耦技术研究

1.1 基于特征模理论的自阻抗研究

微带天线单元的结构和等效电路图如图1所示。该单元受到理想激励源Ii的激励。单元介质基板的厚度为h。Vt(P)、It(P)、Zt(P)分别为单元馈电端口处的总电压、总电流、总输入阻抗。

图1 微带天线单元的结构图和等效电路图

微带天线单元馈电端口处的总输入阻抗为[11-12]

(1)

式中：Et(P)为馈电端口处的总电场。根据特征模理论有

(2)

式中：En(P)为单元模式n(n=1,2,…)在馈电端口处的电场;αn为单元模式n对应的模式权重系数(MWC)。根据特征模理论有

(3)

式中：Vn(P)为单元模式n在馈电端口处的电压。结合式(1)、式(2)、式(3)、Ii=It(P)得到

(4)

式中：Zn(P)=[Vn(P)]2/(1+jλn)定义为微带天线单元模式n在馈电端口处的输入阻抗/微带天线单元只有模式n工作时的自阻抗。

因此,微带天线单元在馈电端口处的总输入阻抗等于其各个模式在馈电端口处的输入阻抗之和,微带天线单元的自阻抗等于其只有模式n工作时的自阻抗之和。

1.2 基于特征模理论的互阻抗研究

(5)

式中：Vmt(P)为馈电端口m处的总电压;Zmm为单元m的自阻抗;Zmn为馈电端口n(n=1,2,…,N)到馈电端口m的互阻抗,一般情况下Zmn=Znm。根据式(5)

(6)

式中：Znn为单元n的自阻抗,结合式(4),有

(7)

式中：l表示单元的第l(l=1,2,…)个特征模式。把式(7)代入到式(6)中得到

(8)

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

βl=1时式(13)成立,此时

(14)

根据式(14),微带天线单元间的互阻抗等于其只有单个模式工作时的互阻抗之和。

从数学角度看,βl=1不是唯一解,接下来从场的角度做进一步分析判断βl=1是否为唯一解。

1.3 唯一性验证

考虑到微带天线的复杂性,选取工作原理类似的偶极子二元阵进行分析,验证式(14)的唯一性。两个偶极子的排列如图2所示,两个振子的直径均远小于波长。

图2 偶极子二元阵结构示意图

偶极子1用理想激励源I1馈电,偶极子2开路。

根据特征模理论,偶极子1表面的电流I1可以分解为一系列特征模式的特征电流I1n的叠加

(15)

根据式(15),偶极子1在偶极子2的P处产生的矢位A(z′)为

(16)

式中：α1nAn(z′)为偶极子1的模式n在偶极子2的P处产生的矢位。根据式(16),偶极子1在偶极子2的P处产生的H(z′)为

(17)

式中：α1nHn(z′)为偶极子1的模式n在偶极子2的P处产生的磁场。根据式(17),偶极子1在偶极子2的P处产生的E(z′)为

(18)

式中：α1nEn(z′)为偶极子1的模式n在偶极子2的P处产生的电场。根据式(18),偶极子1在偶极子2处产生的感应电压为

(19)

式中：α1nV2n为偶极子1的模式n在偶极子2处产生的感应电压。根据式(19)

(20)

根据式(20),偶极子1对偶极子2的互阻抗Z21为偶极子1的模式n对偶极子2的互阻抗Z21n之和。

综上所述,式(14)是唯一的。因此,通过抑制微带阵列天线的单元的某些特征模式可以抑制阵列的互耦。

1.4 模式抑制方法

根据特征模理论,抑制特征模式即减小这些模式的|MWC|。根据式(21)

(21)

式中：MSn为模式n的模式重要性。减小|MWC|的方法有：(1)减小MSn。根据MSn=|1/(1+jλ)|(λn为模式n的特征值)[13],通过引入容性/感性元件或容性/感性结构改变模式存储的电场能/磁场能,可以增大模式的(λn)2实现模式MSn的减小。对于特征值小于0的模式,可以通过增大模式在研究频带内存储的电场能或减小模式在研究频带内存储的磁场能减小MSn。对于特征值大于0的模式,可以通过增大模式在研究频带内存储的磁场能或减小模式在研究频带内存储的电场能减小MSn。(2)减小|cosθ|。通过调整Jn和Ei的夹角可以减小|cosθ|。

2 天线设计、仿真与分析

2.1 天线单元设计

设计一个带宽为2.19 GHz～2.32 GHz的微带天线单元,S11<-10 dB。单元结构如图3所示。上下两个介质基板的厚度为1 mm、相对介电常数为2.2、损耗角正切为0.002。地板上刻蚀矩形槽提升带宽,矩形槽长为41.4 mm,宽为0.6 mm。其他尺寸为W=L=65 mm;Wp=Lp=42.5 mm;W1=21.7 mm;L1=1.8 mm;R=1.3 mm;R1=2.165 mm;H=13 mm;H1=1 mm;H2=23.096 5 mm。

图3 天线单元的结构图

单元的S11如图4所示。单元在2.19 GHz、2.27 GHz、2.32 GHz处的增益、交叉极化如表1所示。

表1 2.19 GHz、2.27 GHz、2.32 GHz处单元的增益、交叉极化

图4 天线单元的S11

根据图4,在2.19GHz～2.32GHz内单元的S11<-10 dB。单元的辐射贴片电流分布和远场方向图如图5所示。

图5 单元的辐射贴片电流分布和远场方向图

2.2 单元特征模式分析

根据特征模理论,特征远场方向图、特征电流分布均相同的模式为同一模式。天线单元被激励起来的模式的特征远场方向图和贴片上的特征电流如图6所示。

图6 天线单元被激励起来的特征模式的特征

天线单元被激励起来的特征模式的模式重要性如图7所示。模式重要性越大模式越容易被激励,模式越重要。

图7 天线单元被激励起来的特征模式的模式重要性

天线单元被激励起来的特征模式的模式权重系数如图8所示。

图8 天线单元被激励起来的特征模式的模式权重系数

天线单元被激励起来的特征模式的特征值如图9所示。

图9 天线单元被激励起来的特征模式的特征值

根据图5和图6,模式4、5、7的特征远场方向图和单元的远场方向图一致、贴片上的特征电流和单元贴片上的电流一致,因此模式4、5、7为单元的工作模式;模式6、8的特征远场方向图叠加后和单元的远场方向图一致,模式6、8贴片上的特征电流和单元贴片上的电流基本一致,因此模式6、8也为单元的工作模式;其余模式为非工作模式。

2.3 单元非工作模式分析

不同非工作模式对互耦的贡献大小不同,可以通过阵列结构和模式的特征远场方向图、模式权重系数判断。

单元的非工作模式有模式1、2、3、9、10、11、12、13、14、15、16、17。二元阵为沿y轴排列,因此互耦主要由方向图的y轴分量产生,模式9、11、12、14的特征方向图在y轴方向的分量很小,因此可以忽略它们对互耦产生的贡献;模式13、15的MWC很小,因此它们对互耦的贡献也可以忽略。模式1、2、3、10、16、17的特征方向图在y轴方向的分量较大,并且这些模式的MWC较大,因此它们对互耦的贡献需要考虑。模式1、2、3、10、16、17的MWC如图10所示。这些模式中,在2.19 GHz～2.32 GHz内对互耦贡献大的模式有模式2、3、10、16、17。要抑制模式17就需要在贴片沿x轴的边处加缝隙,会抑制工作模式4、6、8,因此不考虑模式17。这里选择抑制模式2、3、10、16。

图10 模式1、2、3、10、16、17的模式权重系数

在贴片和金属底板之间加入金属柱可以改变Ei和特征电流的夹角,从而减小|cosθ|。模式2、3的特征电流主要分布在平行于x轴的两边,因此在贴片平行于x轴的两个边处增加和地板连接的金属柱可以最大程度地改变模式2、3的|cosθ|。加入金属柱后模式2、3的MWC降低,实现了模式2、3的抑制。

2.19 GHz～2.32 GHz内,模式10、16的特征值小于零,因此可以通过在其特征电流路径上加入缝隙增大它们存储的电场能降低MSn实现模式抑制。模式16的特征电流主要分布在贴片平行于y轴的两个边上,因此在贴片平行于y轴的两个边上引入缝隙。模式10的特征电流主要分布在贴片的四角,因此在贴片的四个顶点上沿对角线加入缝隙。加入缝隙后模式10、16的MWC降低,实现了模式10、16的抑制。

通过调整缝隙和金属柱的位置、尺寸,抑制频段内对互耦贡献大的非工作模式,同时尽可能减小对频段内工作模式的影响,最终得到改进后的单元如图11所示。

图11 改进后单元的结构示意图

2.4 抑制模式前后二元阵的性能对比

抑制模式前后的单元组成的沿y轴排列的二元阵如图12所示。

图12 抑制模式前后的单元组成的二元阵

两个阵列的有源S11如图13所示。

图13 抑制模式前后的二元阵的有源S11

根据图13,在频带内,抑制模式后单元的有源反射系数仍然小于-10 dB,满足设计要求。

两个阵列的S12如图14所示。

图14 抑制模式前后的二元阵的S12

根据图14,采取的措施在整个频带内实现了S12的下降。改进后,S12下降了2.97 dB～3.78 dB,其中,在2.19 GHz处下降3.24 dB,在2.27 GHz处下降3.01 dB,在2.32 GHz处下降3.78 dB,互耦得到有效改善。

抑制模式前后的二元阵在2.19 GHz、2.27 GHz、2.32 GHz处的增益如图15所示。抑制模式后,2.27 GHz处增益上升了0.08 dB;2.19 GHz处增益下降了0.37 dB,2.32 GHz处增益下降了0.2 dB。设计天线时,增益的仿真结果相对于指标要求一般会保持一定余量,因此采取本方法后增益的降低程度在可接受的范围内。

图15 抑制模式前后二元阵在不同频点处的阵列方向图

在2.19 GHz、2.27 GHz、2.32 GHz处,二元阵抑制模式前后的交叉极化如图16和表2所示。

表2 抑制模式前后二元阵在不同频点处的交叉极化

图16 抑制模式前后二元阵在不同频点处的交叉极化

根据表2,抑制模式后,在2.19 GHz处交叉极化下降8.33 dB;在2.27 GHz处交叉极化下降5.46 dB;在2.32 GHz处交叉极化下降2.08 dB,交叉极化也得到了提升。

综上可以看出,改进后：

(1)二元阵单元的有源反射系数在频带内仍低于-10 dB。

(2)该方法在整个频段内实现了2.97 dB～3.78 dB的互耦降低。

(3)2.19GHz处,互耦降低3.24dB,增益下降0.37 dB,交叉极化改善8.33 dB;2.27 GHz处,互耦降低3.01 dB,增益提高0.08 dB,交叉极化改善5.46 dB;2.32 GHz处,互耦降低3.78 dB,增益下降0.2 dB,交叉极化改善2.08 dB。增益的降低程度在可接受的范围内。

该技术可以在满足天线性能要求的情况下实现有效的降耦。

3 结束语

特征模理论具有理论清晰、物理意义明确的特点,本文将特征模理论应用于机载微带有源阵列天线的互阻抗研究,得到了一种新的降耦方法,该方法可以推广到大型微带有源阵列天线的互耦分析研究中。利用该技术对一个频带为2.19 GHz～2.32 GHz的微带天线单元进行分析,得到在频带内对互耦贡献较大的非工作模式,通过对贴片修形和设置金属柱抑制这些模式。仿真结果表明,该方法可以有效地抑制频带内的互耦,并满足天线性能要求。该降耦技术可推广应用于其他形式的机载微带有源阵列天线中,有广阔的应用前景。本文提出的思路主要为理论分析和仿真设计,后续将会加工实物并开展对该方法的工程化验证。