用于Ka波段卫星通信的双频段圆极化无源相控阵天线

夏桥江，蔡 潇，2*，文舸一

(1.南京信息工程大学 应用电磁学研究中心，江苏 南京 210044；2.南京信大安全应急管理研究院有限公司，江苏 南京 210044)

0 引言

随着无线通信行业的发展,通信频道日益拥堵的问题随之而来,毫米波频段由于其信道容量大、频带宽、传输质量高、所需元器件尺寸小的特点备受关注。在Ka波段卫星通信系统中,往往在上行链路和下行链路分别使用频率为29.5～30 GHz和19.7～20.2 GHz的正交圆极化波束,通过在非相邻频段工作的2个不同的圆极化波束来进一步加强天线在收发频段的隔离度。例如,用户终端在接收频段收到的是左旋圆极化波,则应该在发射频段发射右旋圆极化波,这就意味着用户终端需要在收发频段能够实现极化方式的切换。

当前新型的天线设计有向高频段、智能化和多频段共用发展的趋势[1-2]。至今,对圆极化可重构的天线已经进行了许多研究。天线单元实现圆极化可重构一般通过2种方式:一是采用多个馈电端口进行切换的方式来改变天线的馈电[3-5];二是通过加载MEMS、PIN二极管等射频开关来改变天线单元上的电流[6-9]。这些附加在天线单元上的电路结构在一定程度上增加了结构的复杂度而且难以在有限空间内集成。文献[10]设计了一款双频双圆极化宽角度扫描阵列天线,该设计的缺点是单元极其复杂,整个列有5层基板,同时在+/-60°扫描角度下也只能保证6 dB以下的轴比。文献[11]提出了一种利用间隙波导技术的Ka波段双圆极化阵列天线,该天线在30 GHz频段通过切换端口的方式实现了圆极化的切换,圆极化波束在偏转0°时的交叉极化水平小于-20 dB,但未实现圆极化波束扫描功能。文献[12]设计了一款K/Ka频段线圆极化栅,当线极化沿x轴方向射入该极化栅时,会在20 GHz频段实现右旋波束,在30 GHz实现左旋波束,通过改变入射波的方向也可实现圆极化状态的改变,但是该设计的圆极化波束偏转效果以及在2个频段的交叉极化水平并不理想。文献[13]提出了交叉排布的线极化发射阵列和宽带极化转换器结合的方案,实现了在29 GHz独立的左右旋圆极化波束,并通过更换不同构型的线极化发射阵列来实现圆极化波束的偏转。该阵列在29 GHz波束偏转0°时的交叉极化水平小于-14.5 dB,但是这个阵列太过依赖极化转换器的性能,阵列本身并不具备圆极化重构性能。

至今,没有一款阵列天线可以同时满足双频点、圆极化可重构、宽圆极化扫描角度等功能,并且以往阵列设计中各个单元的激励分布也难以达到自身增益的最大值。为了解决以上问题,本文设计了一款用于Ka波段卫星通信的双频段圆极化无源相控阵天线,该天线工作在19.7～20.2 GHz(接收频段)和29.5～30 GHz(发射频段)两个频段,天线整体尺寸仅为37.18 mm×37.18 mm×0.762 mm,结构简单、剖面低,易于在有限空间内集成,天线的子阵由4个线极化微带贴片单元依次旋转90°组成,通过空间波束的叠加来实现整个阵列的圆极化可重构性能。基于带约束条件的最大功率传输效率法(Method of Maximum Power Transmission Efficiency with Constraints,CMMPTE),通过约束接收天线双端口的极化条件来对极化旋向进行控制,使阵列天线满足圆极化可重构和宽扫描角度的同时拥有极低的交叉极化水平和轴比。

1 可重构微带阵列天线设计

1.1 带约束的功率传输最大化理论

最大功率传输效率法(Method of Maximum Power Transmission Efficiency,MMPTE)源于无线能量传输系统最优设计[14]。至今,该理论已成功用于多种阵列天线的设计[15-18],并且都体现了该方法的优越性。为了获得阵列天线在指定方向上的最大增益以及实现波束的圆极化控制,在阵列天线波束指向的远场处放置双馈点天线作为测试接收天线。此时将极化方式作为约束条件,在此条件下将收发阵列间的传输效率作为优化目标。无线功率传输(Wireless Power Transmission,WPT)系统示意如图1所示,待设计阵列天线作为发射天线和测试接收天线组成一个WPT系统。该系统由n端口的发射阵列天线和双端口的接收天线组成,构成n+2端口网络,用下标“t”表示发射阵列天线,下标“r”表示接收天线,该系统可用散射参数表征如下:

(1)

图1 WPT系统示意Fig.1 Diagram of WPT system

发射天线和接收天线的归一化入射波和反射波分别为:

(2)

该WPT系统的功率传输效率(Tarray)定义为测试接收天线接收到的功率与发射阵列天线的总输入功率之比为:

(3)

由于测试接收天线为双馈点天线,当约束接收天线双端口为等幅且相位φ相差90°时,所设计的阵列天线若与接收天线极化匹配,则传输效率会增加;反之若极化失配,传输效率会降低。因此,发射阵列天线合成圆极化波时传输系统效率最大。为了对双馈点接收天线的2个正交方向电场进行约束,引入约束条件:

Srtat=br=cejφ,

(4)

式中:c是一个二维的实数向量,φ为两端口的相位。转化为数学模型,则可以表述为线性约束二次优化问题[19]:

(5)

通过使用拉格朗日乘子法,式(5)的解可表示为[19]:

at=A-1SH(SA-1SH)-1c。

(6)

当WPT系统确定时,通过约束接收天线两端口之间的幅值和相位差,便可算得阵列天线的最优激励分布。应用CMMPTE设计阵列天线的基本步骤可归纳如下:

① 构建WPT系统:在发射天线的远场区域放置双端口接收天线作为测试接收天线,发射阵列与测试接收天线构成一个n+2端口网络的功率传输系统。当阵列需要实现圆极化波束的宽角度扫描时,测试接收天线需要放置在远场对应的空间位置处。通过HFSS等电磁仿真软件建模得到收发阵列天线之间的散射参数矩阵。

② 确立激励分布:选取合适的复常数矩阵c,例如c=[1,±i]时,表明2个正交方向上的电场幅度相等、相位相差90°。通过求解式(6)可以确定发射阵列的最优激励分布。

1.2 天线单元的设计

选用同轴馈电的矩形微带贴片作为天线单元,相邻两行两列的线极化微带贴片单元依次旋转90°组成一个子阵。通过在贴片对角线上馈电的方式,使辐射贴片工作在2个频率上,辐射贴片的长度和宽度分别对应一个频率谐振。天线单元的长L1=3.59 mm,宽W1=2.14 mm,馈电点离天线中心的距离分别为L2=0.5 mm,W2=0.67 mm,同轴过孔的半径r=0.2 mm。所用介质基板厚度h=0.762 mm,介质材料为Rogers RO4350(介电常数3.66,正切损耗0.004),天线的具体尺寸参数示意如图2所示。天线单元围绕6 mm的几何中心半径依次旋转90°组成子阵。36单元阵列天线示意如图3所示,含有9个子阵的36单元阵列,子阵之间的间距d=12 mm,整个阵列天线的边长W0=37.18 mm。

图2 2×2子阵列示意Fig.2 Diagram of a 2×2 subarray

图3 36单元阵列天线示意Fig.3 Diagram of 36-element patch antenna array

阵列单元在19.7～20.2 GHz接收频段的反射系数如图4所示,阵列单元在29.5～30 GHz的反射系数如图5所示。

图4 19.7～20.2 GHz的反射系数Fig.4 Reflection coefficient in 19.7～20.2 GHz

图5 29.5～30 GHz的反射系数Fig.5 Reflection coefficient in 29.5～30 GHz

2 实验结果与分析

双频圆极化可重构天线的实物如图6所示。暗室测试场景如图7所示,天线与波束成形控制器相连。该控制器有36个端口,馈电电路由移相器和衰减器组成。通过波束成形控制器来调控天线36个单元所需的激励,来满足阵列天线在双频段实现圆极化可重构以及多个方向上偏转时的最优激励分布。

图6 阵列天线实物Fig.6 Fabricated antenna array

图7 暗室测试场景Fig.7 Experiments in microwave anechoic chamber

阵列天线结构具有旋转对称性,因此在φ=0°和φ=90°时具有相近的扫描性能,本文给出了φ=90°面上偏转至不同角度下的方向图。阵列天线在19.7～20.2 GHz频段的结果如图8所示。圆极化波束偏转方向为0°时,阵列天线左旋增益为17.6 dBi,交叉极化水平小于-43 dB;右旋增益为18.5 dBi,交叉极化水平小于-45 dB。波束偏转至30°时,阵列天线左旋增益为16.7 dBi,交叉极化水平小于-29 dB;右旋增益为17.7 dBi,交叉极化水平小于-23 dB。波束偏转至60°时,阵列天线左旋增益为13.7 dBi,交叉极化水平小于-15 dB;右旋增益为15.3 dBi,交叉极化水平小于-19 dB。

(a)左旋偏转0°

(b)左旋偏转30°

(c)左旋偏转60°

(d)右旋偏转0°

(e)右旋偏转30°

(f)右旋偏转60°

阵列天线在29.5～30 GHz频段的结果如图9所示。圆极化波束偏转方向为0°时,阵列天线左旋增益为20.2 dBi,交叉极化水平小于-33 dB;右旋增益为19.4 dBi,交叉极化水平小于-31 dB。波束偏转至30°时,阵列天线左旋增益为16 dBi,交叉极化水平小于-32 dB;右旋增益为16.8 dBi,交叉极化水平小于-22 dB。波束偏转至60°时,阵列天线左旋增益为11.8 dBi,交叉极化水平小于-16 dB;右旋增益为13.4 dBi,其交叉极化水平小于-14 dB。

(a)左旋偏转0°

(b)左旋偏转30°

(c)左旋偏转60°

(d)右旋偏转0°

(e)右旋偏转30°

(f)右旋偏转60°

阵列天线在3个频段内左右旋圆极化波束偏转至3个角度下的轴比如图10和图11所示。由图10可以看出,当扫描角度为0°时,19.7～20.2 GHz频段的左旋轴比为0.1 dB,右旋轴比为0.08 dB。扫描角度为30°时,左旋轴比为0.67 dB,右旋轴比为1.14 dB。扫描角度为60°时,左旋轴比为2.98 dB,右旋轴比为2.04 dB。由图11可以看出,当扫描角度为0°时,29.5～30 GHz频段的左旋轴比为0.44 dB,右旋轴比为0.45 dB。扫描角度为30°时,左旋轴比为0.39 dB,右旋轴比为1.32 dB。扫描角度为60°时,左旋轴比为2.82 dB,右旋轴比为0.89 dB。

(a)左旋波轴比

(b)右旋波轴比

(b)右旋波轴比

本文设计天线与已发表的Ka波段圆极化天线在圆极化性能参数的对比如表1所示。其中,文献[11]中的天线为间隙波导结构,结构复杂且剖面较高,无法实现圆极化波束扫描功能,在偏转0°时的交叉极化小于-20 dB。文献[12]中的线圆极化栅的圆极化波束在20 GHz时的交叉极化电平仅小于 -11 dB,在30 GHz的交叉极化电平仅小于-7.5 dB,且未给出大角度偏转的情况。文献[13]中天线的圆极化性能受限于极化转换器,并且只能通过更换不同构型的线极化发射阵列来实现圆极化波束的偏转,29 GHz时左右旋圆极化波束的交叉极化小于 -14.5 dB。相较于其他文献中的方案,本文的天线同时满足了双频段、圆极化可重构以及波束扫描功能,在收发频段拥有极低的交叉极化特性和轴比。

表1 本文天线与已发表天线之间的性能比较Tab.1 Performance comparisons between the proposed antenna and antennas in published literature

3 结论

通过CMMPTE设计了一款用于Ka波段卫星通信的双频段圆极化无源相控阵天线。该天线是一款收发共面的36单元阵列天线,工作在19.7～20.2 GHz和29.5～30 GHz双频段,平面微带阵列天线的结构更加简单并且剖面较低,整体尺寸仅为37.18 mm×37.18 mm×0.762 mm。左右旋圆极化波束偏转0°时,在19.95 GHz的交叉极化电平均小于-43 dB,在29.75 GHz的交叉极化电平均小于 -31 dB,同时圆极化轴比均小于0.5 dB。在收发频段波束偏转0°、30°、60°时的左右旋轴比均小于3 dB。仿真和实测结果验证了CMMPTE同时控制波束扫描以及圆极化特性的可能性。阵列天线在双频段实现了圆极化可重构以及波束扫描功能,并且拥有极低的交叉极化电平和轴比。该天线在收发频段拥有高增益、良好的圆极化性能和波束扫描功能,在卫星通信领域有着良好的应用前景。