基于共振隧穿二极管的太赫兹技术研究进展

刘 军,王靖思,宋瑞良,刘博文,刘 宁

(1.中国电子科技集团公司第五十四研究所 北京研发中心,北京 100041;2.北京跟踪与通信技术研究所,北京 100094)

0 引言

在移动通信技术从1G发展到5G的过程中,逐步实现了从语音、数字消息业务、移动互联网、智能家居、远程医疗、智能物联和虚拟现实等应用的发展[1]。6G技术作为5G技术的演进,不仅作为高速通信系统,也将作为高灵敏度探测系统,以更好地感知物理环境,获得高精度定位、成像以及环境重建等信息。太赫兹波介于微波与红外之间,具有波束窄、带宽宽、穿透性高、能量性低等特点,易于实现无线通信与无线感知功能的单片集成,从而实现感知功能与通信功能的相互促进与增强,进一步实现万物“智联”[2-4]。

太赫兹波的产生和探测技术,是太赫兹应用系统的核心技术[5-6]。基于固态电子学方法的常温太赫兹源有碰撞电离雪崩渡越时间二极管(Impact Avalanche and Transist Time Diode,IMPATT)[7]、耿式二极管[8-9]、肖特基势垒二极管(Schottky Barrier Diode,SBD)[10]、超晶格电子器件[11]、晶体管[12]和共振隧穿二极管(Resonant Tunneling Diode,RTD)[13]。互补金属氧化物半导体(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor,CMOS)、场效应晶体管(Field Effect Transistor,FET)、硅锗(SiGe)异质结 双极晶体管(Heterojunction Bipolar Transistors,HBT)和双极CMOS、磷化铟(InP)HBT和InP高电子迁移率晶体管(High Electron Mobility Transistor,HEMT)技术的最大振荡频率fmax分别高达450 GHz[14]、 720 GHz[15]、1.1 THz[16]和1.5 THz[17],而InP RTD的振荡频率已接近2 THz[18]。

按照工作原理的不同,太赫兹探测器主要分为 两大类：非相干探测器和相干探测器。非相干探测器只能获得辐射信号的幅度信息,相干探测器不仅可以获得信号的幅度信息,同时还可以获得其相位信息[19-20]。目前太赫兹频段的直接探测器有SBD探测器、氨化镓(GaN) HEMT探测器[21]、热释电探测器[22]以及热电偶接收机等,非制冷类型探测器的噪声等效功率(Noise Equivalent Power,NEP)水平在 10-10～10-9W/Hz1/2量级。制冷类型半导体探测器,NEP可低至10-13～10-17W/Hz1/2量级。相干探测器的核心器件是混频器,各种非线性的电子器件均可作为混频器,作为相干接收机使用。但在高频段只有部分具有极强非线性特性的器件才能满足正常工作要求,如正向偏置状态的SBD、超导-绝缘-超导(Superconductor-Insulator-Superconductor,SIS)隧穿半导体[23]、超导热电子辐射计(Superconducting Hot-electron Bolometer,HEB)[24]以及动态电感探测器(Kinetic Inductance Detector,KID)[25]等。

RTD器件的直流特性具有负阻特性和非线性特性,通过改变偏置电压不仅可以实现太赫兹信号的产生还可以实现太赫兹信号的高灵敏度探测。目前,基于RTD实现的太赫兹基波源是已报道的最高固态太赫兹器件,同时,由于RTD器件突破了热电子极限,相比于SBD探测器具有更高的探测灵敏度。因此,只采用一个RTD器件,通过改变偏置电压,就可以实现太赫兹信号产生和探测功能,大大简化了电路结构,为实现芯片级的太赫兹通信感知 一体化系统奠定了技术基础。

1 RTD器件工作原理

在半导体异质结构 RTD中,隧穿结构的势垒层夹在高掺杂接触层之间,双势垒结构RTD的能带图和典型I-V曲线如图1所示。由于RTD存在双势垒的谐振隧穿结构,因此器件的直流特性是一个类似于“N”形的特性,存在负微分电导(Negative Differential Conductance,NDC)区域[26]。

(a) 偏置状态a下的能带图

(c) 偏置状态c下的能带图

理想RTD的I-V曲线如图2(a)所示,它具有 三角形形状。由于受散射效应、非零温度、结构缺陷等影响,实际的I-V曲线更加平滑,具有N形I-V曲线,并具有突出的NDC区域,如图2(b)所示。

(a) 理想I-V曲线

(b) 实际I-V曲线

2 RTD太赫兹源

现阶段,实现RTD振荡源的方式主要有两种：① 基于片上天线与RTD一体化设计实现的太赫兹辐射源,经过片上天线辐射到自由空间中,如图3所示,目前日本主要采用该方式实现高频应用;② 基于“路”的方式实现的太赫兹振荡源,采用波导模块封装以后,外接喇叭天线辐射到自由空间中,如图4所示,目前英国格拉斯哥大学主要采用该方式实现太赫兹低频段高功率应用。

(a) 太赫兹振荡源示意图

(b) 太赫兹辐射源等效电路

(a) 太赫兹辐射源示意图

(b) 太赫兹振荡源等效电路

基于片上天线实现的RTD太赫兹辐射源,将RTD放置在缝隙天线的中心附近,缝隙天线用于振荡电路的谐振器和辐射单元,RTD的上电极通过金属-绝缘体-金属(Metal-Insulator-Metal,MIM)电容连接到缝隙的另一端,MIM电容主要用于隔离上下电极的偏置。稳定电阻位于RTD和缝隙天线外部,以抑制寄生振荡[27]。由于InP材料介电常数高,辐射单元受介质引向性的影响,大部分输出从缝隙天线辐射到衬底侧,因此利用硅透镜以实现辐射能量的自由传播。图3(b)为辐射单元的的等效电路,其中GRTD为RTD的NDC区域电导值,GANT为缝隙天线的电导,由辐射电导Grad和损耗Gloss电导组成,L和C为RTD和缝隙天线的电感和电容。由于RTD的电容远大于缝隙天线的电容,因此C由RTD主导,而L由缝隙天线主导。目前基于该方式实现的太赫兹辐射源最高振荡频率为1.98 THz[18],利用阵列方式实现的0.446 THz阵列辐射源,最高辐射功率11.6 mW[28]。

基于“路”的方式实现的太赫兹振荡源,谐振电感L通常由一段传输线实现,例如共面波导、共面带状线 (Coplanar Stripline,CPS) 或微带线,其中 2πfoscL=Z0tan(βl) ,β为相位常数,l为短截线的长度,Z0为传输线特性阻抗,而谐振电容是二极管的固有自电容[29-30]。由单个RTD器件构成的振荡源电路如图4(b)所示,V表示器件的偏置电压以保证器件工作在NDC区域,Rb和Lb表示同轴线缆引入的电阻和电感,RE为分流电阻,用来抑制低频振荡,CE表示去耦电容,用来降低RE上的功率耗散。目前,基于该方式实现的最高振荡频率为308 GHz, 单管最高输出功率1 mW@260 GHz[29]。

目前国内对RTD的研究主要有GaN基和InP基两种。2021年,文献[31]采用金属有机化学气相沉积法在自支撑GaN 基上制造出低Al 组分双势垒AlGaN/GaN RTD,谷峰电流比为1.05,电流密度为 76.3 kA/cm2。太赫兹振荡源方面,2023年,文 献[32]提出了1 THz宽带可调频的 RTD 振荡源,并在0.7 THz 实现45 μW的太赫兹功率辐射;文 献[33]提出了1THz RTD 振荡源研制成果,可以输出2.57 μW的辐射功率。

综上对比分析,目前国内制备RTD器件及太赫兹振荡源的水平与国外相比仍有差距,在材料结构优化设计、工艺实现、器件结构和振荡源电路结构设计等方面均有进步空间。目前RTD太赫兹源代表性频率和功率指标如表1所示。

表1 各机构RTD太赫兹源指标对比

3 RTD太赫兹探测器

根据RTD器件的I-V特性可以看出,RTD器件还可以用于实现高灵敏度的太赫兹探测器。RTD探测的响应率主要取决于RTD器件两端的信号幅值和RTD的非线性特性。

基于RTD实现的太赫兹探测器有三种模式[35],如图5所示。

图5 三种探测模式的直流工作区Fig.5 Three types of detection

3.1 直接检测

在图5所示的区域i中,仅用于实现非线性的包络检测。与SBD相比,这种非线性与热电子发射无关,与基态谐振能级相关的量子阱子带的宽度有关,从而克服了热极限。这使基于RTD实现的探测器灵敏度远高于标准SBD,标准SBD的理论最大直流电流响应率仅为19.7 A/W[36]。例如, III-V族SBD在250 GHz下显示出高达1 kV/W的电压响应率[37],而InP RTD在0.35和0.76 THz下电压响应率分别可达4 kV/W和80 V/W[38],在 0.78 THz下显示出最高7.3 A/W的电流响应率[39]。图6对比了在300 GHz频段下,通信速率为1.5 Gbit/s时,InP RTD和SBD输出电压与输入功率的关系对比曲线,可以看出,RTD探测器的灵敏度高出SBD探测器约4倍[40]。然而,由于RTD偏置点靠近NDC区域,因此检测到的信号振幅必须足够小,以避免触发RTD振荡,这会使输入波形失真,从而导致比SBD更低的动态范围。

图6 SBD与RTD探测器输出电压幅度随出入功率 变化对比Fig.6 Comparison of the measured SBD and RTD detector output voltage amplitude with input and output power changes

虽然基于直接检测实现的太赫兹通信系统结构简单灵活,但是它仅可以实现信号的幅度检测,这会降低频谱效率和灵敏度,根据特定的链路预算限制传输距离和/或相应的数据速率。尽管如此,这一明显的缺点可以通过太赫兹频率下的高带宽来抵消。

3.2 相干检测

通过在自激振荡区域(区域ii)中施加偏置电压,结合注入锁定和自激振荡混合操作来实现零差检测,此时,RTD同时作为本振(Local Oscillator,LO)信号。如果输入的载波频率fc足够接近LO频率,则发生注入锁定,并且两个信号同步,输入信号利用NDC区域的非线性混频特性实现解调,实现相干零差检测。

在文献[41]的无线通信实验中,采用基于InP的300 GHz频段RTD 收发系统中,相干检测实现的灵敏度比直接检测高20 dB,如图7所示。由于器件NDC可以提供增益,使得器件可以获得更高的灵敏度,从而具有更高的频谱效率,还可以通过注入锁定恢复接收信号的相位、频率和极化信息。但是,基于RTD实现的相干接收仍需要开发适当的设计方法来保证注入锁定的稳定性以及最大限度地提高灵敏度。

图7 相干探测与直接探测误码率性能随输入功率变化对比Fig.7 Comparison of the measured BER performance of coherent detection and direct detection with input power changes

3.3 放大检测

通过将施加的偏置电压点置于图5中的区域iii实现放大检测,该方式利用RTD的负阻和包络检波相结合的方式实现。通过在负电阻区域外部施加偏置电压并输入具有足够振幅的信号,将偏置电压施加到负电阻,并且在没有振荡的情况下实现信号放大。由于调制深度的差异,放大检测可以检测幅度比相干检测高6 dB以上的信号。在相干检测中,RTD的振荡通过注入锁定与载波信号相匹配,并且仅放大载波频率分量;相反,放大检测放大了输入信号的所有频率分量,具有高调制深度。

目前,文献[42]提出了0.2 THz RTD探测器,测试得到的最大直流电流响应率为20 mA/W,NEP值为 15 nW/Hz1/2;文献[43]主要在增强RTD器件的非线性特性方面开展了研究。各机构RTD太赫兹探测器指标如表2所示。

表2 各机构RTD太赫兹探测器指标

4 RTD实现的太赫兹通信系统

RTD振荡源可以直接利用内部调制的方式实现幅度调制,大大简化了大容量太赫兹高速无线通信系统。通过合理的设置偏置电压,振幅键控(Amplitude Shift Keying,ASK)、开关键控(On-Off Keying,OOK)以及四电平脉冲幅度调制(4-Level Pulse Amplitude Modulation,PAM4)等幅度调制方式都适用于RTD实现的太赫兹通信系统。对于ASK调制,RTD器件偏置位于其NDC区域中点,而在OOK的情况下,其偏置点设置为接近峰值电压Vp。

目前基于RTD实现的太赫兹通信系统主要方式有：① 发射与接收都采用RTD实现;② 发射端采用RTD实现,接收端采用肖特基探测器或者超外差接收;③ 接收端采用RTD,发射端采用单行载流子光电二极管(Uni Traveling Carrier-Photo Diode, UTC-PD)或者其他形式等。

采用基于RTD实现的发射端无线通信系统示意如图8所示。RTD太赫兹源可以采用前述的辐射单元或者波导封装的形式进行设计实现,利用辐射单元形式一般会安装在半球硅透镜上进行辐射,利用波导封装形式采用喇叭天线进行辐射。在发射端与接收端之间一般放置太赫兹透镜来实现波束的聚焦和准直。数据通过商用的Bias Tee偏置器叠加到直流信号上。接收端一般采用基于平方律的SBD或者RTD检波器实现对接收信号的解调,通过低噪声放大器进行信号放大。

图8 采用RTD太赫兹源的太赫兹无线通信系统示意Fig.8 Schematic diagram of terahertz wireless systemusing RTD-based source

现阶段,基于RTD实现的最高通信速率为 56 Gbit/s,文献[49]采用在同一衬底上集成具有 两个正交极化的500 GHz和800 GHz的双频振荡器,利用频率和极化复用的方式获得了2×28 Gbit/s的传输速率。文献[50]提出了基于RTD实现的无线通信系统的最远传输距离80 cm。表3总结了目前文献中基于RTD实现的典型无线通信系统,可以看出在接收端一般采用SBD实现,而且传输距离与发射端的输出功率之间存在明显的相关性。

表3 各机构基于RTD实现的太赫兹通信系统指标对比

5 RTD实现的太赫兹雷达系统

基于RTD实现的太赫兹雷达系统如图9所示,该系统采用调幅连续波(Amplitude Modulated Continuous Wave,AMCW)的方法,将RTD的输出通过将正弦信号叠加在偏置电压上实现对RTD的调制输出,然后调制信号辐射到物体上,来自物体的反射波经过SBD接收并解调[13]。太赫兹波从RTD～SBD的传输时间由解调信号和参考信号之间的相位差确定,从中可以获得到物体的距离信息。该系统不是利用太赫兹波本身的相位差,而是利用叠加在RTD输出的太赫兹波上的子载波的相位差,RTD输出的太赫兹波用作载波,该方式也称为副载波调制。为了获得精准的相位差,也可以利用IQ解调器代替 图9中的示波器,通过该方式,在载波为520 GHz时,测量的距离误差为0.063 mm[54]。副载波调制方法可以扩展到其他雷达系统,如调频连续波(Frequency Modulated Continuous Wave,FMCW)雷达,基于该方式已经报道了一种使用RTD振荡器的副载波FMCW雷达和两个目标距离测量的初步实验[55]。

图9 基于RTD实现的太赫兹雷达系统Fig.9 Terahertz radar system using RTD oscillator

现阶段,国内尚没有基于RTD实现的太赫兹通信和雷达系统的相关报道。

6 挑战及未来发展趋势

介绍了基于RTD的最新进展及应用,基于RTD实现的太赫兹源和系统具有结构紧凑的特性,重点讨论了高频、高输出功率以及系统应用方面的研究。

目前该技术的主要弱点与其他太赫兹技术相同,其表现为源输出功率低,造成这种情况的主要原因包括器件和电路设计技术不先进,特别是非最佳外延设计和电路实现方法,以及缺乏RTD振荡器阵列的有效设计技术。目前的研究趋势表明,在太赫兹频率下利用阵列合成的方式实现高辐射功率的太赫兹源是可行的。高功率的RTD辐射源将有助于开发紧凑型RTD太赫兹超高速无线通信系统。阵列合成的方式对工艺的一致性也提出了挑战。

由于半导体化合物衬底材料介电常数高,如何克服与高介电常数衬底相关的限制问题,如抑制表面波、克服介质引向性等也是一项挑战。由于太赫兹频段片上天线增益低,并且受介质引向性的影响辐射被引导到衬底中,一般采用半球形透镜以实现太赫兹波的准直和聚焦辐射,但该方式使得太赫兹源体积庞大,系统笨重。因此,需要设计实现向上或侧面辐射的太赫兹源。同时,表面波的存在使阵列振荡源不易耦合,从而降低可空间功率耦合效率,因此,需要寻找方法来实现与大规模阵列的相互耦合。

在器件层面,太赫兹频段RTD器件的精确表征和建模,特别是NDC区域的准确表征仍然是缺失的。开发精准的能够表征NDC和PDR区域的器件模型,包括开发RTD器件的非线性大信号模型和小信号模型,对于辐射源的设计具有重要的意义。

7 结束语

太赫兹技术作为未来实现6G技术的关键技术之一,是实现未来高速通信、高精度定位追踪以及通信感知一体化的重要技术途径。RTD技术凭借其小型化、低功耗、易集成和可拓展的优势,在未来6G技术应用中具有极大的市场需求。简要介绍了RTD器件原理及结构、RTD源和探测器以及基于RTD实现的太赫兹雷达和通信系统,并对目前的挑战和未来的发展方向做了简要剖析。可以预见,随着工艺技术以及设计技术的成熟,RTD技术将在未来6G技术中发挥重要的作用。