应用于光/蓄系统的高增益非隔离型三端口变换器∗

秦 工，蒋廷耀，黄亚娴

(1.湖北三峡职业技术学院机电工程学院，湖北 宜昌 443000；2.三峡大学计算机与信息科学学院，湖北 宜昌 443000；3.湖北三峡职业技术学院教务处，湖北 宜昌 443000)

可再生能源(Renewable Energy Sources，RES)的缺点之一是其间歇性的能源可用性。然而结合储能(Energy Storage，ES)可有效缓解上述问题[1]。因此，耦合系统应使用两个电力电子变换器，其中RES的最大输入功率、输出电压和电池充放电必须可控。但是，单变换器用于RES 和ES 会导致成本高昂且效率低下。对此，三端口变换器(Three Port Converters，TPC)可有效解决上述问题，同时具备体积小、组件少、成本效益高和动态性能好等优势[2]。

近期，许多学者提出并实施了不同类型的TPC，分类涉及三种类型:隔离、部分隔离和非隔离变换器[3－4]。隔离TPC 包含1 个高频变压器，可增加电压增益，并将不同端口的电压调节至所需幅值[5]。但是隔离TPC 的组件很少在潮流路径之间共享，导致组件数量增加。与隔离TPC 类似，部分隔离拓扑包括用于隔离端口的高频变压器。随着电压增益的增加，变压器的功率损耗骤增，效率无法接受。然而，非隔离型TPC 可在功率流路径中共享元件，使得尺寸紧凑、元件数量较少。但是，输入电源和电池直接连接到负载，这限制了非隔离TPC 的应用。

对此，文献[6]提出一种基于Buck-Boost 的非隔离TPC 拓扑结构。但它仅适用于低压场合。此外，文献[7]通过充电泵技术与升压变换器集成的方式，获得较高的电压增益。但是，该类变换器不包括双向功率潮流路径，因此不适于独立应用和与电池集成。而文献[8－10]分别对Buck、Boost、Cuk 和Sepic 等传统变换器进行了重新配置，以呈现具有不同优、缺点的TPC。简言之，上述变换器通过增加额外的二极管和开关管，使其具有双向功率流路径。但这类结构的主要缺点是电压增益低。同时，电池在一个循环中可能会有不理想的充电和放电模式。

为提升电压增益，文献[11]在TPC 中引入高电压耦合电感，但耦合电感向变换器施加的漏感，增加了传导损耗。文献[12]在文献[9]的基础上通过添加两个耦合电感、一个开关和四个二极管。元件数量虽略有增加，但是该变换器引入了软开关技术，以减少开关损耗[13]。Haghighian 等[14]提出了一种具有两个耦合电感和五个开关的结构，但功率损耗较大，且控制复杂，无法量产。

鉴于可再生能源应用对多端口功率变换和高增益输出能力提出新的要求，本文提出一种基于二次型升压变换器的新型非隔离三端口变换器，其中双向路径由两个二极管和三个开关管组成。本文将二次型升压变换器和所提的双向路径相集成，形成紧凑型TPC 变换器接口。所提三端口变换器为单级TPC，电池充电/放电和向负载供电可在一个周期内完成。

1 所提变换器拓扑结构

所提基于二次型Boost 电路的TPC 拓扑结构如图1 所示，共有3 个端口:光伏输入端口(Vin)、蓄电池端口(Vb)和直流负载端口(Vo)。该拓扑由3 个开关管(S1～S3)，5 个二极管(D1～D5)，2 个电感(L1、L2)以及2 个电容(C1、C2)组成，利用分时复用的思想，其中大多数元件在不同工作模式下实现了共用。开关管S1、S2、S3和二极管D4、D5提供一个双向路径，可实现光伏输入、蓄电池和负载之间的功率流动管理。此外，变换器使用了2 个独立的占空比分别控制光伏端输入功率和输出电压。

图1 所提TPC 的拓扑结构

2 工作原理

2.1 工作模式

首先，定义Ppv为光伏输入端口的功率，Pb为蓄电池端口的功率，Po为负载端口的功率，当Pb>0时，蓄电池放电，当Pb<0 时，蓄电池充电。根据Ppv、Pb和Po的大小关系，所提TPC 具有3 种工作模式:

①单输入单输出(Single Input Single Output，SISO)模式:此时Ppv＝Po，Pb＝0，光伏输入功率单独向负载供电，蓄电池端口处于停止工作的状态，关键波形如图2(a)所示。

图2 所提TPC 关键工作波形

②单输入双输出(Single Input Double Output，SIDO)模式:当光照充足时，此时Ppv>Po，Pb<0，光伏输入功率为负载供电的同时对蓄电池充电，关键波形如图2(b)所示。

③双输入单输出(Double Input Single Output，DISO)模式:当光照较弱时，此时Ppv0，光伏输入功率和蓄电池同时为负载供电，蓄电池供应负载功率缺额，关键波形如图2(c)所示。

为便于分析所提TPC 在不同工作模式下的模态，本文将TPC 电感L1、L2工作于连续导通模式，并使用恒压直流电源作为光伏输入电源。此外，假设所有元件均为理想元件，所有电容都足够大，其端电压在一个开关周期Ts内恒定。

2.2 模态分析

2.2.1 TPC 在SISO 模式下的模态

SISO 模式下TPC 作为二次型Boost 变换器工作，此模式具有2 种模态，各模态对应的等效电路和电流路径如图3(a)和图3(b)所示。

模态1[t0，t1]:如图3(a)所示，开关管S1和S2导通，S3关断，二极管D2和D5处于导通状态，输入电压Vin对电感L1充电，电容C1对电感L2充电，电容C2为负载供电，电感电流iL1和iL2均线性增大，L1和L2的端电压分别等于Vin和VC1。

模态2[t1，t2]:如图3(b)所示，所有开关管均关断，二极管D1和D3导通，其余二极管反向偏置。电感L1和L2释放能量为负载供电，iL1和iL2均线性减小，其端电压分别等于Vin－VC1和VC1－Vo。

对电感L1和L2使用伏秒平衡原理，可得:

式中:d1是S1和S2在模态1 下的占空比。

化简式(1)和式(2)得式(3)和式(4)，将式(3)代入式(4)可得SISO 模式下的电压增益如式(5)所示:

在SISO 模式下只有一个占空比d1，用于调节所提TPC 的输出电压。

2.2.2 TPC 在SIDO 模式下的模态

在SIDO 模式下4 种模态，各模态等效电路和电流路径如图3(a)～图3(c)所示，其中模态2 和4类似。此模式下所提TPC 具有两个占空比，可以调节光伏输入功率和输出电压。

模态1[t0，t1]和模态2[t1，t2]与SISO 模式下的模态相同。

模态3[t2，t3]:如图3(c)所示，开关S1、二极管D4、D5和D2导通，电感L1、L2分别由输入电压和电容C1充电，iL1和iL2线性上升，L1和L2的端电压分别为Vin－Vb和VC1－Vb。输入电压和电容C1共同对蓄电池充电，该模态的占空比等于d2。

模态4[t3，t4]:该模态与模态2 类似，如图3(b)。

对电感L1和L2使用伏秒平衡原理，可得:

式中:d2是模态3 的占空比。

根据式(6)和式(7)可得式(8)和式(9)，将式(8)代入式(9)可得变换器在SIDO 模式下的输出电压为:

当蓄电池充电时，其充电电流为:

式中:IL1、IL2分别为电感L1、L2在模态3 中的平均电流，根据安秒平衡定律，可得IL1、IL2为:

将式(12)和式(13)代入式(11)，可得蓄电池充电电流为:

因此，蓄电池的平均电流以及充电功率如下:

2.2.3 TPC 在DISO 模式下的模态

在DISO 模式下各模态等效电路和电流路径如图3(a)、图3(b)和图3(d)所示。所提TPC 在DISO 和SIDO 两种模式下的工作原理基本相同，仅模态3 存在差异，故此处仅对模态3 进行分析。

模态3[t2，t3]:如图3(d)所示，开关管S1、S2和S3均导通，二极管仅D2导通，其余二极管反向偏置。为了弥补功率缺额，蓄电池将放电，电感L1由输入电压和蓄电池共同充电，电感L2由电容C1和蓄电池共同充电，二者的端电压分别等于Vin＋Vb和VC1＋Vb。

参照上一小节的分析，可得所提TPC 在DISO 模式下的输出电压为:

在该模式下，蓄电池的放电电流、电流平均值和放电功率与SIDO 模式相反，此处不再赘述。

图4 给出了所提TPC 在不同工况下的输出电压曲线。设定光伏输入电压和蓄电池电压分别为24 V 和12 V，蓄电池放电时将获得更高的电压增益，与基于传统变换器的其他TPC 相比，该变换器的高电压增益是一大优势。

3 比较分析

本节将所提TPC 与文献[2]、文献[8]和文献[11]中提出的与本文拓扑相似的非隔离三端口变换器进行比较。主要比较因素包括元件数量、电压增益、输入电流连续性、是否包含双向路径和最大效率。比较结果如表1 所示。

表1 变换器结构与性能对比

图5 给出了各变换器的电压增益曲线。该变换器的电压增益高于文献[11]中的变换器。此外，在较高占空比下，该变换器的电压增益将更具优势。文献[8]中的变换器虽然与所提变换器具有相同的电压增益，但其不包含蓄电池充放电的双向路径，因此不能用于本文所述的光/蓄系统。所提变换器使用的元件数量少，可以降低功率损耗，并且在不同的工作模式下效率高，其效率高于文献[2]与文献[11]中的变换器。同时，在光伏应用中，输入电流的连续性是变换器的一个重要性能指标，与文献[11]中的变换器相比，所提变换器具有这一优势。

图5 各变换器电压增益曲线

4 实验验证

为了验证所提TCP 的正确性和控制策略的有效性，搭建了一台100 W 的实验样机。具体参数为:蓄电池电压Vb＝12 V，输出电压Vo＝100 V，输入电压Vin＝24 V，负载电阻R＝120 Ω～140 Ω，电容C1、C2为220 μF，电感L1、L2为700 μH，开关频率fs＝25 kHz。

图6 给出了在SISO 模式下所提TPC 的实验波形。如图6(a)所示，输入电压Vin＝24 V、输出电压Vo＝100 V、输出电流Io＝0.8 A，电压增益为4.2，变换器输出功率为80 W。如图6(b)所示，电感电流iL1和iL2连续，平均值分别为3.5 A 和1.7 A；开关管S1的电压应力约为100 V，与理论分析相符。

图6 所提TPC 在SISO 模式下的实验波形

在SIDO 模式下的实验波形如图7 所示。图7(a)给出了开关管S1～S3的漏源极电压和S1的驱动电压波形，可以看出，S1具有2 个占空比，d1和d2分别等于0.35 和0.2，其最大电压应力为100 V，S2的最大电压应力约为13 V。图7(b)给出了二极管D1～D3和电容C1的电压波形，VC1为48 V，D1、D2、D3的电压应力分别为47 V、49 V、100 V。图7(c)给出了二极管D4的电压和蓄电池电流ib的波形，当D4导通时蓄电池充电，充电电流约为0.9 A，D4的电压应力为13 V。图7(d)给出了电感电流和输出电流波形，iL1和iL2的平均值分别为3.8 A 和1.9 A，Io等于0.75 A，输出功率为75 W，充电功率为11 W，输入功率等于91 W，符合理论分析。

图7 所提TPC 在SIDO 模式下的实验波形

在DISO 模式下的实验波形如图8 所示。d1和d2分别等于0.26 和0.22，当S2、S3导通时蓄电池放电，平均放电电流约为1.1 A，iL1和iL2的平均值分别为3.0 A 和1.4 A，Io等于0.83 A，变换器输出功率为83 W，蓄电池输出功率为13 W，输入功率等于72 W。

图8 所提TPC 在DISO 模式下的实验波形

图9 示出了所提TPC 在三种工作模式之间来回切换时的动态响应波形图，从图中可以看出，切换瞬间输出电压会超调，但会在很短的时间延迟内恢复到其初始值，蓄电池电流发生阶跃响应且具有较快的跟踪速度。测试结果表明TPC 具有良好的动态性能，控制系统具有高速性和稳定性。

图9 TPC 的输出电压动态响应波形

图10 示出了在三种工作模式下，所提TPC 的效率与输出功率的关系。在SISO 模式下TPC 的效率最高，SIDO 模式下效率最低。在一定的输出功率下，TPC 的效率可以考虑为三种模式效率的平均值，额定功率下TPC 的效率达到了91%。可见，本文所提TPC 具有较高的效率。

图10 所提TPC 的效率曲线

5 结论

所提三端口变换器是二次型升压DC/DC 变换器与ES 系统的集成，适用于独立光伏系统。由两个二极管和三个开关控制蓄电池充电/放电。通过比较分析可知，该变换器的主要优点是结构简单，电压增益高。此外，变换器为单级结构，以减少功率损耗并提高效率。实验结果表明，所提变换器性能满足要求。