星地融合网络相控阵天线应用研究进展

刘 越,黄 印,林玉洁,降佳伟,何江涛,杨 健

(1.北京遥感设备研究所,北京 100854;2.北京理工大学 信息与电子学院,北京 100081;3.北京跟踪与通信技术研究所,北京 100094)

0 引言

为满足未来移动通信网络万物互联需求,需将地面基站的覆盖范围延伸至海洋、沙漠、野外等区域[1]。卫星通信传输容量大、覆盖范围广,通过不同轨道高度的卫星,将地面蜂窝网络传输信号在空中进行透明转发或再生处理,实现用户随时随地的宽带无线接入[2]。3颗与地球相对静止的高轨卫星可覆盖除南北极以外的区域,但是传输距离远、衰减大,端到端往返传输时延约为600ms,难以满足低时延传输要求[3-4]。

随着卫星制造及发射成本的降低,特别是一箭多星可回收技术、低成本商业级器件的逐渐成熟,以Starlink、OneWeb为代表的大规模低轨星座愈发引人关注。在低轨星座中,成千上万颗低轨卫星运行在多个轨道,通过近极轨道和倾斜轨道并结合星间链路,实现全球区域无缝覆盖。由于低轨卫星轨道高度在300km至2000km之间[5],端到端时延最低可达3ms[6],作为具有区域覆盖增强和低传输时延特点的接入网,与高轨卫星骨干网和地面网络一起构成星地融合网络[7]。

由于星地无线传输距离远、衰减大,一般情况下,用户终端与星载天线为高增益定向天线,通过波束对准提高传输速率。由于低轨卫星高速运动,地面终端也可能非静止,对终端和星载天线的波束指向捷变能力提出较高要求。相控阵天线可实现波束快速扫描,与机械伺服结构控制波束指向的反射面天线相比,极大降低波束扫描时延[8-9],同时具有剖面低,重量轻,易维护,便于共形安装等特点,广泛应用于星地融合网络中[10-12]。

但是,相控阵天线也面临诸多挑战。首先,卫星平台和终端载体有限的供电能力对相控阵天线的低功耗和低成本提出严格要求。特别是星载相控阵受到特殊工作环境影响,要求更为严苛。然而,相控阵天线采用有源器件控制波束指向,不可避免地造成功耗和成本的增加[13]。因此,应考虑相控阵天线设计性能与成本的平衡。其次,当相控阵天线波束扫描时,会出现增益跌落、轴比恶化、波束指向偏差等现象,造成卫星波束覆盖范围变化、终端干扰临星等问题,严重影响星地融合网络传输信噪比[14-15]。因此,如何克服相控阵天线电扫存在的固有缺陷,实现与地面蜂窝网络同等的服务效能,也是需要研究的重要内容。此外,随着星地融合网络向智能化软件可定义[11]、通信感知一体化[16]、超高频传输等领域发展,后续研究方向也有待深入探讨。

现有相关综述中[8]讨论了不同类型终端天线的实现方法,并从功耗成本和传输带宽能力等方面进行比较,文献[9]对相控阵天线栅瓣和互耦的解决方法进行综述,文献[17]总结了相控阵天线各部分在不同频段的实现方法及特点,文献[18]从预编码、多址接入等角度分析大规模天线阵列的关键技术。与以上综述论文不同,本文从相控阵天线在星地融合网络中实际应用的角度出发,同时考虑星载和终端相控阵相关研究。首先,在第1节介绍几种相控阵天线的典型架构及特点,在第2节总结相控阵天线实现星地无线传输时的关键技术,在第3节展望相控阵天线在未来星地融合网络应用时的发展趋势。

1 相控阵天线架构

形成相控阵天线波束指向的关键是阵列中不同天线单元之间的波程差,可在模拟域中通过移相器或延时器实现[19-20],也可在数字域中通过时延滤波等数字信号处理方法实现。对应地,相控阵天线分为模拟波束成形、数字波束成形或模数混合波束成形架构[17,21-22]。

1.1 模拟波束成形

模拟波束成形通过收发芯片控制阵列中每个天线单元的相位实现。为满足星地融合网络高容量低时延传输需求,提高阵列收发增益,收发芯片向多通道高集成的趋势发展。传统的收发芯片基于砷化镓工艺实现,成本高集成度低。下面阐述低成本硅基工艺设计的Ku、Ka频段接收阵列[23-26]和发射阵列[27-30],相关研究的性能比较如表1和表2所列。

表1 不同接收阵列性能比较Tab.1 Performance comparison of different phased array receivers

表2 不同发射阵列性能比较Tab.2 Performance comparison of different phased array transmitters

1.1.1 接收阵列

接收阵列的设计目标是在满足尺寸和功耗条件下提高G/T值,增加接收信号的信噪比。影响G/T值的两个主要因素是天线阵列增益和接收等效噪声温度,可通过增加天线单元数量和降低噪声系数实现[23-24]。

与图1(a)所示单波束接收阵列[23]不同,设计Ku频段双波束接收阵列[24],以满足低轨卫星波束切换需求。如图1(b)所示,该接收阵列由256个天线单元组成,每个天线单元由水平/垂直极化双馈点贴片叠层微带天线实现,并通过寄生贴片增加带宽。4个天线单元构成的子阵列采用旋转对称布阵方式增加极化隔离,每个子阵列中天线单元的幅相控制由16通道接收芯片完成。考虑到硅基芯片噪声系数较高,为提高G/T值,天线单元和接收芯片间增加一级砷化镓低噪放。低噪放后级低通滤波器的作用是防止收发阵列同时工作大功率发射信号泄漏导致接收通道饱和。

图1 Ku频段双极化接收阵列Fig.1 Ku-band dual-polarized phased array receiver

如图2所示,文献[24]采用多层混压PCB制造技术,通过金属化过孔代替传统连接器实现图1中接收阵列各部分的垂直互联,极大提高相控阵天线的集成度,降低剖面高度。在PCB设计时,将接收芯片控制接口、双波束接收射频接口以及供电接口放置于L1层一侧,可实现接收阵列拼接,拼接后的阵列方向图无栅瓣。考虑到L1层空间有限,低通滤波器在L5层通过共平面波导实现。

图2 高密度集成的多层混压PCB设计Fig.2 High-integrated multi-layer PCB stackup design

从图1可见,实现多波束的一种方法是在每个天线单元对应的通道中集成多组独立的幅相配置。为实现波束数量可变,文献[31]设计了2～16GHz频段宽带接收芯片,通过片内集成多级输入开关和输出合成网络,实现单通道移相器数量的变化。但考虑到芯片内移相器总数量固定,当波束数量增加时,天线单元数量减小。由于多级开关损耗存在,该芯片噪声系数较大。此外,由电桥和耦合器等组成的Bulter矩阵也可实现多波束,具有N个输入端口和N个输出端口的Bulter矩阵可在N个单元构成的阵列中形成N个独立指向波束。但考虑到输出端口的相位差与输入端口存在固定的映射关系,波束指向存在局限性[32]。

1.1.2 发射阵列

发射阵列的架构与图1所示接收阵列相似,其设计目标是提高等效全向辐射功率(effective isotropic radiated power,EIRP),可通过增加阵列增益和发射功率实现。此外,发射阵列还关注临道功率比(adjacent channel power ratio,ACPR)和误差矢量幅度(error vector magnitude,EVM)等指标。提高发射放大器输出线性度、增加放大器输出回退可优化ACPR和EVM性能,尤其在传输高带宽高阶调制信号时更为明显[27-28]。

考虑多波束发射需求,多个波束经过独立的幅相配置后合路,在相同放大器输出。当多波束工作在放大器非线性区时,会产生指向落在阵列扫描范围内的发射交调信号,恶化接收信噪比[19]。为提高发射阵列放大器的输出线性度,可在末级增加大功率输出的砷化镓功放。在功放布局位置选择上,应减小与天线单元之间馈线损耗,这对功放封装尺寸和发射阵列散热提出较高要求。

以上讨论的所有接收和发射阵列,可由水平和垂直极化合成得到圆极化,收发芯片所有通道均处于工作状态,相邻通道隔离度对轴比造成较大影响。仅考虑圆极化时,可采用左/右旋圆极化通道切换实现馈电[29],使间隔通道处于工作状态,优化轴比性能。

总结而言,模拟波束成形通过配置每个天线单元的相位形成波程差来控制波束指向,可实现波束指向捷变。但是,移相方法会产生波束指向随频率改变的波束斜视现象,在大规模阵列宽带信号传输及宽角扫描时尤为明显[33]。此外,由图1可见,当接收多个波束时,移相器和功分/合成网络的数量随波束数量线性增长[34],对接收芯片的高集成度和不同网络的一致性提出较高要求。在多波束宽带传输的需求驱动下,研究者们已经关注基于数字波束成形的相控阵天线设计[8,18,35]。

1.2 数字波束成形

与模拟波束成形不同,数字波束成形通过与频率无关的延时形成不同天线单元之间的波程差,从而消除波束斜视现象[33],波束数量与多个波束的传输总带宽有关。以接收为例,数字波束成形架构如图3所示[8,34,36],多个天线单元接收的模拟信号经过下变频、滤波、同步模数转换后进入可编程逻辑阵列(field programmable gate array,FPGA)中进行数字下变频、多速率抽取、延时滤波。利用FPGA的低延迟、零抖动处理能力,通过复用和解复用,可实现多个波束的同时接收,降低多个波束接收通道之间的不一致性。此外,在数字域实现自适应波束成形,可实现低副瓣和指定方向零陷,提升阵列抗干扰能力[34]。

图3 数字波束成形的接收架构Fig.3 Architecture of digital beamforming receiver

研究表明,增加数字阵列的规模,提高模数转换采样率,能在模数转换器自身有效位数的基础上进一步提高量化信噪比和FPGA数字幅相配置精度,从而降低波束指向误差[34]。设计多波束、低功耗、高指向精度、强副瓣抑制的数字阵列对模数转换器提出了较高要求。Walden综合有效位数、采样率和功耗,提出表征模数转换器性能的优良指数(figure of merit,FOM)[37],模数转换器正在以FOM每两年优化一倍的速度更新迭代。采用时间交织技术的模数转换器采样率高达每秒50G次,可实现Ku频段射频信号的直接采样[34],避免下变频过程中本振相位噪声对模数转换量化信噪比的影响[38-39]。

图3中为提高每个波束的信噪比,确定每个天线单元幅度权重的理想方法是最大比合并,但该方法需明确每个单元的实时噪声温度,在大规模阵列中实现难度较大。考虑到噪声温度与噪声系数相关,受环境温度影响,可通过热控技术降低阵面不同区域温度差异,从而降低不同单元噪声系数的方差,有利于提高基于等幅权重匹配滤波方法的性能[40]。

数字波束成形的典型应用是Satixfy公司L频段32通道数字采样延时芯片Prime,该芯片可实现任意极化的数字控制,多个芯片级联支持大规模数字阵列形成[36,41]。通过将Prime芯片与前端多通道变频芯片以及后端基带信号处理芯片配合,Satixfy公司Ku频段卫通终端JetTalk上行和下行最高速率可达100Mbps和1Gbps,最多可形成32个55MHz带宽的收发波束。

1.3 模数混合波束成形

由图3可见,在数字波束成形架构中,模数转换通道数量和天线单元数量相同,虽然多功能集成芯片已经研发,但模数转换的成本和功耗仍是瓶颈[34]。如图4所示,降低数字阵列成本和功耗的可行方案是将天线阵列划分为多个子阵,每个子阵的波束指向由移相器控制,子阵后端进行数字化处理,实现模数混合波束成形[42-43]。在该架构中,由于子阵间距离增加,后端阵列方向图的栅瓣可能落在前端单个子阵方向图的主瓣区域,增加副瓣能量。一种解决方法是将单个子阵方向图的零陷位置与阵列方向图的栅瓣位置对齐。此外,也可通过单个子阵方向图的副瓣抑制结合子阵间重叠布阵的方法,通过增加每个子阵口径与不同子阵间重叠口径的比例,使得阵列方向图的栅瓣位于子阵方向图的低副瓣区域[44-45]。

图4 模数混合波束成形架构Fig.4 Architecture of hybrid beamforming

子阵多波束成形的典型应用是S频段网格球顶相控阵天线(geodesic dome phased array antenna,GDPAA)[46-47],外形包络呈半球形,可在空间全域覆盖范围内实现同时对4个卫星的跟踪、遥测和控制。虽然信号带宽为5MHz,对模数转换器采样率要求较低,但由于子阵数量较多,后端处理数据量为TB量级。

如表3所列,相控阵天线架构的选择应综合考虑带宽、成本、波束数量及指向精度要求。当波束数量较多、天线工作相对带宽较大且波束指向精度要求较高时,应选择数字波束成形,并进一步根据阵面口径和设计成本考虑模数混合波束成形。当波束数量较少、相对带宽较小时可考虑模拟波束成形。为适应商业化发展需求,ALCAN公司已研发液晶相控阵天线,其成本和功耗分别为相同频段及口径条件下模拟波束成形架构的1%和20%,但受液晶层厚度及液晶粘度的影响,波束指向改变时间在几十毫秒至几秒之间[8,48]。

表3 相控阵天线不同架构特点比较Tab.3 Comparison of different phased-array architectures

2 应用关键技术

本节将介绍相控阵天线在星地融合网络应用的关键技术,来应对星地传输干扰抑制、提高波束指向精度、增强多波束传输能力、降低系统成本、提升宽角扫描性能等多方面的挑战。

2.1 波束凝视技术

如图5(a)所示,在低轨星座中,为用户终端服务的卫星应从终端上空的过顶区域内选择。过顶区域呈穹顶状,区域面积与轨道高度、终端可视卫星的最小仰角要求相关[49]。由于低轨卫星相对地面高速运动,终端应实时更新服务卫星,完成星间波束切换。考虑到通信仰角越大,星地无线传输衰减越小,终端接收G/T值也因背景噪声温度的降低而增加,可选择过顶区域内通信仰角最大的卫星为服务卫星[49]。

图5 卫星波束凝视技术Fig. 5 Illustration of staring beamforming technique

考虑采用多波束覆盖的低轨星座,假设每个波束的指向固定,当卫星在过顶区域内服务终端时,终端还会进行星内多波束之间的切换[50]。Starlink等低轨星座采用波束凝视技术避免星内波束切换造成的服务中断。如图5(b)所示,假设卫星与地心之间的连线为法向,当卫星在过顶区域内由A点运动到B点为终端T服务时,通过不断调整波束偏离法向的扫描角度(由角OAT先减小到零再增加至角OBT),使终端T始终处于卫星凝视波束的覆盖范围内[51-52]。

值得注意的是,在波束凝视过程中,随着波束扫描角度的增加,一方面,波束在地面覆盖区域扩大,造成多波束间干扰;另一方面,传输损耗随着终端通信仰角的降低而增加,导致终端接收能量降低。为解决该问题,Starlink星载相控阵在波束凝视过程中,通过增加处于工作状态天线单元的数量,使波束宽度近似不变,同时调整阵列的发射功率以保持功率通量密度(power flux density,PFD)恒定,减小终端接收电平波动[52]。

针对波束扫描角度增加导致地面覆盖区域变化的问题,文献[51]限制了波束扫描角度的上限,在该上限范围内,为使多个凝视波束服务更多用户,提出一种波束覆盖区域的优化方法:为每个用户分配一个独立波束,不断计算不同波束覆盖用户之间的距离,若距离小于波束覆盖半径且未超过波束服务用户数量,将不同波束合并为同一波束。文献[53]考虑在用户位置姿态信息未知的情况下,通过终端传输的导频信息确定波束指向,但是频繁的星内波束切换会增加导频传输开销。因此,采用线性约束最小方差方法实现波束成形,并根据卫星星历更新对地波束指向实现波束凝视。

2.2 干扰抑制技术

由于轨道和频率资源有限,不同卫星可能使用相同的工作频率和极化方式,应降低卫星和终端副瓣收发能量,抑制同频同极化干扰。例如,Ku频段同步轨道卫星最小间隔为2°,为避免终端发射波束的副瓣干扰相邻卫星,国际电讯联盟(international telecommunication union,ITU)规定终端天线在偏离波束指向角超过2°时的EIRP谱密度最大值[54]。同时,为降低终端接收相邻卫星的干扰能量,ITU也规定在不同通信仰角情况下的卫星PFD最大值[55]。相比于关口站,终端口径较小,副瓣增益更高,容易受到临星干扰。增强终端的副瓣抑制能力,降低干扰信号的收发能量,是提高频谱效率的关键技术之一[55]。

较为常见的副瓣抑制方法是进行幅度加权。例如,文献[56]设计了由16个单元组成的Ku频段圆极化缝隙天线阵列,不同辐射单元及其馈电点分布在半径不同的同心圆上且呈直线排列,通过改变二者之间的角位移形成不同单元波程差。该阵列激励由多端口耦合网络提供,通过Blass矩阵设计每个端口的耦合系数,形成幅度服从Taylor分布的激励。

此外,如图6(a)所示,当工作在相同频段的高低轨卫星与终端近似共线时,为避免干扰,终端与高低轨卫星通信仰角的差值应大于保护角度。在小于保护角度的区域AC内,若卫星波束宽度较宽,可考虑动态频谱划分方法,使高低轨卫星工作在不同子频带。如图6(b)所示,若卫星波束宽度较窄,可考虑高低轨卫星在全频段内服务不同子区域AB和BC,实现频谱共享。文献[57]考虑高低轨终端共址工作情形,随着低轨卫星通信仰角逐渐增加,通信距离减小,低轨终端接收信噪比增加,高轨终端信噪比降低。文献[57]提出一种低轨卫星星载相控阵姿态优化方法,在通信仰角增加过程中,适当使相控阵天线副瓣指向终端,降低发射能量,使高低轨终端均能正常工作。

图6 终端共线干扰Fig.6 Illustration of inline interference

由于地面终端倾向于选择仰角较高的低轨卫星通信,低纬度地区终端对高低轨卫星之间的通信仰角差值较小,更容易受高低轨卫星共线干扰影响。应统筹考虑相控阵天线能量、极化、覆盖区域以及终端地理位置、通信仰角等多方面因素,进行高低轨频谱兼容干扰抑制设计。

2.3 高精度波束指向技术

影响相控阵天线波束指向精度的因素之一是幅相校准。常见的校准方法是依次开启每个天线单元获得初始幅相信息,并选择某个单元作为参照,通过补偿与参照单元的幅相误差使所有单元的幅相基准保持一致。从理论上分析,由于所有单元的初始幅相是分时获取的,无法将阵列实际工作时单元之间耦合造成的幅相误差考虑在内,校准时天线工作状态与实际工作状态可能存在差异[58]。为同时获得所有单元的初始幅相,可采用码分多址的方法:不同天线单元的发射信号与正交Walsh码相乘,多个匹配滤波器进行接收信号与本地Walsh码的相关运算,从而获得不同天线单元的幅相信息。但是,在该方法中,正交Walsh码的数量和序列长度均随天线单元数量而线性增加,在大规模相控阵天线应用较为受限。文献[59]提出基于非正交多址接入的传输方法,采用不同延时的m序列来代替多个正交的Walsh码,极大地降低了发射端正交序列和接收端匹配滤波器的数量,但是多个m序列的正交性是实现难点[58]。

除幅相校准之外,移相器也是影响指向精度的因素。模拟移相器位数一般在6～8位,移相精度受温度影响,且不同移相状态的衰减存在差异。针对该问题,文献[60]提出通过变频本振在中频实现移相的方法,本振源由高精度的直接数字频率合成(direct digital synthesis,DDS)实现,通过改变不同本振源的相位形成波束指向,等效移相位数可达14位。由于DDS需进行数模转换,多个DDS在单片集成较为困难,也带来多通道同步问题,无法适用于大规模阵列,且本振频率锁定需要一定时延[61-62]。因此,文献[62]提出一种基于相位调制的方法控制锁相环参考时钟的相位。由于相位受基带数字信号控制,移相精度与数字信号生成中的乘法累加等运算能力相关,等效移相位数可达20位以上。

宽带扫描引起的波束斜视也会增加指向误差,该误差随扫描角度和相对带宽增加。采用延时器能避免波束斜视,在波束指向误差允许范围内,文献[63]考虑在射频部分采用延时器结合移相器的方法,讨论波束不发生指向跃变条件下对延时器位数的要求。考虑到射频部分直接采用延时器存在体积大、功耗高的缺点,文献[64]提出在基带数字信号处理中采用多阶滤波器延时与复数权重相乘移相结合的方法,形成与射频延时器等效的高精度波束指向。此外,文献[65]将波束斜视建模为宽带信号传输时带内频谱分量增益的不一致性,通过副瓣加权与信道均衡相结合的方式进行补偿,有效降低宽口径阵列传输高阶调制信号时的误码率。

2.4 多波束技术

多波束技术的优势体现在多个方面:对于卫星,可通过点波束的频率复用和极化复用,结合跳波束技术,提高吞吐量和波束覆盖灵活性[66-67]。对于终端,可通过接收分集降低信道衰落对信噪比造成的恶化[18]。同时,在终端无法获取自身位置和姿态的条件下,也可通过同时比较多波束接收信号的能量确定卫星位置,提高复杂电磁环境下卫星跟踪能力。

为达到多波束指向捷变,可在模拟域中通过多通道幅相配置或在数字域中通过多波束数字成形实现,但波束数量分别受幅相芯片集成度和模数转换采样率影响[67]。虽然光学相控阵在宽带和多波束特性方面具有较大优势,但仍存在体积较大、对温度变化敏感等问题[68]。对于星载多波束相控阵,需特别考虑功放交调分量波束以及同频同极化波束对地面终端接收的干扰[69],可采用Shimbo模型进行交调分量的方向图仿真和功放线性化设计,避免功放输出过度回退降低效率,同时优化跳波束频率复用场景中的终端信干噪比[70]。

2.5 低成本技术

降低相控阵天线成本的主要思路是通过降低天线扫描维度或扫描角度要求,减小有源通道数量。例如,当终端跟踪高轨卫星时,可通过调整终端的姿态使其仅在单一平面进行扫描,在另一垂直平面利用延迟线进一步降低不同纬度时的指向误差[71]。同时,考虑到星载相控阵波束扫描范围随轨道高度的增加而降低,可适当增加单元间距来降低通道数量。

稀疏布阵是减小有源通道数量的直接方法,但需要在保证主瓣增益的同时降低副瓣电平,避免栅瓣出现[72-73]。文献[74]设计了Ku频段48阵元花瓣形稀疏阵列,采用单比特移相双通道馈电实现低成本双线极化接收,并通过幅度加权解决因移相器位数减少造成的副瓣抬升问题。文献[75]设计了Ka频段8波束稀疏阵列,通过扩大阵元间距,增加多波束幅相芯片布局空间,并进一步采用遗传算法优化阵列增益及副瓣电平,通过多个子阵的不规则分布降低栅瓣形成概率。对于星载相控阵而言,稀疏布阵更具有低成本、低功耗方面优势,但在优化过程中面临全局最优解与运算复杂度之间平衡的问题[76]。常见优化方法有确定性稀疏、随机性稀疏和混合稀疏,可考虑先采用复杂度低的确定性稀疏方法进行快速优化,再采用混合稀疏方法进行局部寻优[72,76]。文献[77]提出一种高轨卫星环形阵列的混合稀疏方法,通过改变不同环内单元的激励相位,可同时形成两种不同宽度波束,提高不同区域差异化覆盖能力。

此外,低成本设计也应用在星载相控阵供电散热及安装空间受限的工作环境中。文献[78]固定不同辐射单元间的输出功率差,仅通过控制相位,形成波束对不同地面覆盖区域的功率差异化特性,避免频繁改变功放输出功率降低转换效率。文献[79]进行Ka频段反射面阵列和X频段相控阵天线的共口径设计,实现大相对带宽及宽角扫描的星地和星间同时高速数传。

2.6 球面扫描技术

由于等效投影孔径与扫描角度呈余弦关系,相控阵天线增益随波束扫描角度的增加而降低,通常情况下波束扫描角度限制在60°～70°[80]。为解决大角度扫描情况下的增益跌落问题,研究者们关注于球面扫描相控阵天线[81],在波束扫描过程中,动态开启波束指向附近占整阵面数量25%的天线单元,保持波束指向始终为垂直于阵面的法向[34,80,82],EIRP值在波束扫描过程中的波动可小于1dB。文献[80]采用单个有源幅相通道分时切换驱动多个天线单元的设计思路,通过天线单元的合理布局,使波束扫描过程中有源通道始终对应单个天线单元,从而降低有源通道数量。文献[82]进一步讨论文献[80]所设计相控阵的可能故障,包括有源幅相通道切换错误、幅相数据配置错误、供电失效、多输出端口隔离度降低等,并分析不同故障对EIRP值恶化的影响程度。

3 未来研究展望

星地融合网络正朝着分布式星群组网、通信感知一体化、网络功能可定义等多方面发展,相控阵天线也需突破关键应用技术来满足需求。

3.1 分布式星群组网

为实现手机直连卫星,应提高星载天线口径,但会增加卫星制造和发射成本。在分布式微小卫星形成星群的天基区域组网方法中,大量小卫星协同形成定向波束为终端服务[83-84]。由于卫星之间距离较大,将会形成栅瓣。文献[83]基于稀疏布阵的思想提出了增强对数螺旋阵列的布阵方法,在满足阵列增益和波束宽度的同时避免栅瓣形成。

实现分布式星群组网也面临诸多难题。分布式小卫星应满足严格的时频同步要求,形成星群与终端间闭环或开环的反馈链路。在闭环反馈中,每颗小卫星需通过终端反馈,依次获取星地传输链路的全相位信息,更新星载天线传输相移,但星地无线传输较大延时可能导致反馈信息迟滞。在开环反馈中,由于缺少同步测量信息,可能造成星群节点在距离、姿态等多方面的误差,需额外考虑星间激光或微波链路保持相对位置。

3.2 高频段演进

随着Ku/Ka等常见卫星通信频段趋于饱和,以Starlink为代表的低轨星座已开始实现Q/V频段的相控阵应用。高频段演进对多通道多波束相控阵的高密度集成和散热提出较高要求。文献[85]研究了Q/V频段8波束瓦式相控阵实现方法,通过稀疏布阵提高阵元间距,增加芯片布局空间,避免栅瓣出现的同时降低有源通道散热需求。高频传输在提高功放效率[86]、极窄波束的对准与跟踪[87]、与地面通信网络间的干扰协调[88]等多方面还有待深入研究。

3.3 通信感知融合

随着感知与卫星通信网络的深度融合,研究者们也开始讨论相控阵终端在其中的赋能作用。例如,文献[89]分析了终端通信仰角、接收信噪比等因素对频谱感知成功率的影响。当频谱感知成功时,空闲频谱可在多个终端间实现共享,提高频率利用效率。此外,许多研究也在关注低轨卫星用户链路下行信号作为辐射源,应用于无源雷达探测场景中的可能性。经过理论计算,虽然Starlink等低轨星座卫星载荷辐射能量低,但由于对地传输距离短、带宽高,目标反射回波的信噪比、探测距离等性能均优于中高轨卫星[90]。由于地面终端同时接收卫星的业务信号及目标的反射回波信号,需要考虑与多通道相适应的天线设计,也需在探测距离和视场范围之间作出性能平衡。

4 结论

高低轨卫星与地面蜂窝网络的深度融合,形成全天候、全区域的泛在宽带无线接入能力,是未来移动通信网络发展的必然趋势。相控阵天线以其在波束指向捷变、体积小重量轻等多方面优势,在卫星和地面终端中均得到广泛应用,但也面临成本功耗较高、宽带传输和宽角扫描性能恶化等多方面挑战。本文从功能架构、关键技术等角度总结了相控阵天线在星地融合网络中应用的研究进展,并展望了在分布式星群组网、高频段传输和通信感知融合等方面的未来发展趋势。