一种超宽带零中频接收机的设计与实现

罗进川，吴兵，杜丽军，张晓光

（中国电子科技集团公司第三十八研究所，安徽合肥 230088）

现代化电子信息装备需要具备雷达、电子战和通信等多功能一体化探测功能，高性能、高集成度、低成本和低功耗是其持续的发展方向。接收机作为电子信息装备中重要的硬件部件，既要求具有多功能一体化接收能力，支持多频段和超宽带，又需要尽量控制体积、成本和功耗[1-2］。零中频直接变频接收机在链路简洁、低成本、低功耗和高集成度等方面具有显著的技术优势，已成为超宽带多功能一体化系统的最佳选择和研究热点[3-6］。

零中频直接变频接收机的主要问题是镜像杂散高，这是正交混频器输出I/Q 信号不平衡和模拟I/Q信号路径不平衡导致的。基于当前功能强大的数字信号处理平台，可在数字域上采用高效的校正和补偿算法，改善模拟解调器的镜像抑制和直流偏置等指标。研究人员提出了若干种针对I/Q 不平衡的校正方法，如时频域联合标校法、复信号正则性校正法、完美子带分割法、共轭自适应滤波法和基于矩阵求逆的最小方差法等[7-10］。这些误差校正方法有各自的优缺点，分别适用于不同的应用场景。针对零中频直接变频架构全频段0.3～18 GHz，瞬时带宽4 GHz 的超宽带接收机，采用基于镜像功率检测方法对I/Q 支路的整数倍时钟周期的时延差进行校正，采用基于矩阵求逆最小方差法对宽带I/Q 幅相不平衡失真进行补偿，以实现对接收通道I/Q 基带信号±2 GHz 范围的带内起伏和镜像抑制等指标的改善。

1 硬件设计

基于零中频架构的超宽带接收机硬件包含超宽带模拟解调器、宽带数字接收机、频率源和校正源，如图1 所示。超宽带模拟解调器用来对射频信号进行模拟正交解调和滤波放大，输出模拟I/Q 信号给宽带数字接收机；宽带数字接收机用来完成模拟I/Q 信号的数字化、校正补偿和抽取滤波等处理，校正补偿后的基带I/Q 数据送往后端处理模块；频率源负责产生低相位噪声的解调器本振信号和数字系统时钟信号；校正源产生系统校正所需的点频源和超宽带的线性调频源。

图1 超宽带零中频接收机组成框图

1.1 超宽带模拟解调器

考虑器件的可获得性和提升低频段的系统指标，将0.3～18 GHz 分为两个频段：0.3～2 GHz 和2～18 GHz。基于当前的ADC 器件水平，0.3～2 GHz 频段采用射频直接采样，在后端用数字下变频方法实现基带变换，使系统瞬时动态范围指标达到最优。2～18 GHz 频段采用零中频模拟正交解调架构，降低模拟变频链路的复杂度。如图2 所示，0.3～2 GHz 频段信号经过放大、开关滤波和开关选择后,送给一路ADC 进行射频直接采样；2～18 GHz 频段信号进行放大、开关滤波、模拟正交解调和放大滤波后,生成两路DC 2 GHz(最大)的模拟基带I/Q 信号，再送给两路ADC 进行模拟基带采样。

图2 超宽带模拟解调器原理框图

接收链路的最大线性输入功率为-15 dBm，采用数控衰减器来扩展动态。ADC 器件的饱和输入功率为4 dBm，同时考虑ADC 前端匹配电路的1～2 dB 插损以及通道带内起伏和改善ADC 非线性指标，送给宽带数字接收机的最大信号功率为0 dBm。接收链路增益为15 dB。根据链路增益分配以及各个器件的电性能参数，同时将ADC 加入到链路的级联噪声系数计算环节，计算得到0.3～2 GHz 接收链路的噪声系数为6.7 dB,2～18 GHz 接收链路的噪声系数为6.2 dB。超宽带模拟正交解调器的硬件设计实现采用SIP 集成工艺[11-14]，采用裸芯片系统集成方式提高集成度和降低体积、质量，并考虑模拟正交解调和放大滤波链路的不平衡特性，最小化I/Q 链路的硬件电路失配。

1.2 宽带数字接收机

宽带数字接收机主要由模拟基带匹配电路、超高速射频ADC、高性能FPGA、时钟管理模块、电源管理模块和多路发送光模块等组成，用于实现0.3～2 GHz 的射频信号采集、DC～2 GHz 的模拟基带I/Q信号采集、通道误差校正与补偿、宽带数字下变频、大容量数据传输、频率源和超宽带模拟解调器的控制等功能，如图3 所示。

图3 宽带数字接收机原理框图

为了完成最大带宽为4 GHz 的基带采样，单路ADC 的采样率应大于4 GHz，ADC 选用TI 公司的ADC12DJ3200 芯片，JESD204B 接口，精度为12 bit，最大采样率为6.4 GSPS。采用两片ADC，分别对应着I 支路和Q 支路的数据采集。尽可能保证ADC 前端匹配电路的阻容器件参数和布局布线一致对称，最小化I/Q 不平衡失配。FPGA 需同时具备超高速数据接口和大容量数字信号处理资源，选用Xilinx 公司的Ultrascale+系列FPGA-XCVU9PFLGA，乘法器单元数量为6 840 个，32.75 Gb/s 的GTY 接口数为120 个。为了提高集成度和降低I/Q 接口失配，将超宽带模拟解调器和宽带数字接收机进行一体化设计，超宽带模拟解调器以组件形式装配在数字接收机的印制板上，制成标准ASAAC 插件。

1.3 频率源

频率源用来生成超宽带模拟解调器的超低相噪本振源、低抖动的ADC 采样时钟和FPGA 时序时钟，本振具有频率捷变功能以满足多频段的解调需要。基于系统指标和集成度要求的综合考虑，频率源的具体实现采用全相参直接合成与锁相合成组合方式，以实现小尺寸和低成本[15-16]。频率源以超低相噪的100 MHz 抗振锁相晶振作为基准，由直接合成方式产生10 MHz、20 MHz 等低频时钟，通过数字锁相合成产生6.4 GHz 的宽带ADC 采样时钟和2～18 GHz 模拟正交解调本振。模拟正交解调本振跨越几个倍频程，采用分段和混频加锁相的方式来实现整个频段的频点产生，步进为500 MHz，如图4所示。

图4 频率源原理框图

1.4 校正源

校正源用来产生点频校正信号和超宽带线性调频[17-19]校正信号，作为外校正信号注入到接收机系统的输入端，辅助完成系统的开机自校正。

2 FPGA软件设计

高性能FPGA 用来实现超宽带零中频接收机的数字化接收、误差计算与校正补偿和高速大容量数据传输，主要由ADC 接口、直流校正、时延校正、误差计算、幅相校正和光纤接口等模块组成，如图5 所示。其中误差计算模块由于涉及到矩阵求逆等复杂浮点运算，由FPGA 内软核实现，其他模块由RTL 代码直接实现。ADC 接口模块完成高速JESD204B 数据流的接收；直流校正模块用于去除I/Q 数据中的直流偏置，时延校正完成I/Q 支路之间的时延对齐，数字下变频模块为0.3～2 GHz 射频直接采样频段专用；误差计算和幅相校正模块用来校正和补偿宽带I/Q不平衡；低通滤波模块用来抑制带外杂散分量；其他模块用于接口驱动和通信。

图5 FPGA软件功能框图

高速ADC 采样环节存在诸多的跨时钟域、数据缓存和串并/并串转换处理，同步复位信号的亚稳态以及开机上电初始状态的不一致性等因素会导致I和Q 通道数据之间存在整数个时钟周期的附加时延差异。该整数个时钟周期时延差必须被补偿到一个时钟周期内，否则会映射成很大的通道相位差。直接对I 和Q 数据进行周期滑窗以错开采样点，观测各种情况下的镜像抑制比，最大镜像抑制比对应着I 和Q 支路有着最小的时延差，也就得到了整数倍时钟周期的时延调整值。基于镜像信号功率强度的观察，可以转化为一种适合于在FPGA 内定点实现的简便检测算法，无需辅助的DSP 或CPU 器件，具体实现方式如图6 所示。

图6 校正整数倍时延错位的定点算法

大带宽时正交解调器的I/Q 信道频率响应会呈现明显的不一致性，同时正交混频器的正交失配也存在频率选择性，导致I/Q 不平衡特性在大带宽时表现出显著的频率选择性，即失真特性不能简单地用幅度失真和相位失真的两个标量值来表示，失真模型一般需要用四个有限冲击响应函数来近似，如图7所示。失真信道模型中，g11()和g22()代表主I/Q 链路的传输响应，g12()和g21()代表由I/Q 不平衡引起的交叉耦合响应。理想信道中g11()和g22()的脉冲响应为单位冲击函数，g12()和g21()为0。

图7 宽带I/Q不平衡的失真和补偿模型

基于矩阵求逆的最小方差法[20]采用四个FIR 滤波器来实现宽带I/Q 幅相不平衡的补偿校正和通道均衡，使校正后的信号(Ical+jQcal)以最小方差近似理想信号(Iideal+jQideal)。在系统校正时，控制校正源产生已知的理想校正信号，接收机ADC 采集到失真的I/Q 基带信号。基于理想的校正源基带信号和失真后的基带信号，采用矩阵求逆的最小方差法即可计算四个补偿滤波器(h11、h12、h21、h22)的脉冲响应,再按图6 实施补偿校正。滤波器冲击响应的计算公式如式（1）所示，校正计算结果输出如式（2）和式（3）所示：

其中，hi=h11+jh12为信号实部的补偿滤波器系数，hq=h21+jh22为信号虚部的补偿滤波器系数，Yi和Yq分别为校正模式下采集到的失真I/Q 数据的实部和虚部，X为已知的理想校正源的复基带信号，σ2为注入的白噪声方差，I为K×K阶单位矩阵和OK/2-1分别为长度K/2 和(K/2-1)的零值列向量，K为补偿滤波器长度。实际使用时，校正源可使用宽带线性调频信号以覆盖信道内所有频点，补偿滤波器的系数计算和实施模块分别由FPGA 内软核和多路并行复FIR 滤波器来实现。

3 测试结果

基于上述系统架构，设计出0.3～18 GHz 频段的超宽带零中频接收机的原型样机。采用I/Q 支路整数倍时延和I/Q 不平衡校正方案，接收机的部分测试结果如表1 所示，指标满足系统需求。

表1 超宽带零中频接收机测试结果

为了评估宽带I/Q 不平衡的校正补偿效果，输入射频信号频率为11.6 GHz，模拟正交解调器的本振频率为10 GHz，校正前后的频谱如图8 所示。校正前在-1.6 GHz 处有个明显的镜像杂散，相对主信号功率约为-21 dBc，校正后的镜像杂散相对主信号功率约为-55 dBc，改善了34 dB。需要注意的是，校正补偿算法只能补偿I/Q 镜像抑制度，对带内杂散没有任何抑制作用，在电路设计时需要严格控制杂散分量的强度。从图8 中还可以看出，校正后工作频带外出现了许多新增的杂散分量,这是由于带外噪声分量在做校正运算时被加强,实际使用时后置一个数字低通滤波器来抑制这些分量。

图8 X波段单音信号校正前/后频谱

4 结束语

零中频模拟解调宽带接收机架构在系统复杂度、尺寸、成本和多频段接收等方面有着显著的技术优势，其主要问题是镜像抑制和直流泄漏等指标较差。随着数字信号处理器功能的日益增强，这些指标可以通过数字处理的方法加以改善。文中介绍的基于零中频架构的0.3～18 GHz 超宽带接收机，实现了瞬时带宽为4 GHz 的宽带接收，在数字域上采用整数倍时延校正方法和宽带幅相校正方法，校正后的镜像抑制度获得平均20 dB 的改善。

实验研究发现，零中频模拟解调宽带接收机存在基带I/Q 信号直流偏置随机漂移的现象，这一不平衡特性会导致中频位置出现虚假信号，需要消除。对这一时变特性的校正方法还需要进行更深入的研究。