一种宽电压范围高瞬态响应LDO的设计与实现

戴 澜 栗 元

（北方工业大学，北京 100144）

0 引言

降压式DC-DC 是在一个较宽的电源电压下工作的，这就要求LDO 有一个很宽的电源电压范围。目前，常用两级降压方案来解决这个问题，即用一级预稳压方式将电源电压降到合理范围内［1］，但这会导致电路复杂度大幅度增加。此外，LDO 不仅对带有驱动器电源管理芯片的芯片电路进行供电，还对外部开关驱动管栅极电容进行充放电，这就要求LDO 有很高的瞬态响应。为了保证在频繁的负载跳变中保持LDO的稳定输出，要设计额外的摆率增强电路［2-6］，同时在输出端外接一个很大的电容（μF级）。当输出电容很大时，传统的米勒补偿也要有很大内部的补偿电容［7-8］，而大的补偿电容会浪费很多版图面积。所以，在保证良好负载瞬态响应的同时，减小补偿环路的电容是非常重要的。

针对上述问题，本研究提出一种带有高压管的Cascode 电流镜，其中，低压管用于镜像电流，高压管承载高压。在不增加电路负载度的前提下，扩大电路的工作电压范围。针对大负载电容，使用一种带源极跟随器的Ahuja 补偿结构［4］，提高电路对电容负载的驱动能力，从而保证LDO的瞬态响应。

1 电路设计和原理分析

1.1 LDO的系统结构

本研究提出的宽电压范围高瞬态响应LDO 的系统框架如图1 所示，包括6 个部分，即误差放大器、Buffer、功率管MP、电压反馈网络、频率补偿网络及快响应环路上的运算误差放大器。其中，误差放大器采用对称OTA，对其使用的高电源电压进行特殊处理，可满足电路工作要求。采用带源极跟随器的Ahuja 补偿结构来保证环路稳定性，同时能减小补偿电容，而快速响应环路保证负载突变时的稳定输出。

图1 宽电压范围高瞬态响应LDO的系统框架

1.2 宽电压范围偏置电流源与误差放大器

为满足电路较宽的工作电压范围要求，本研究设计出一种高压Cascode 电流源与高电源电压误差放大器，如图2、图3所示。

图2 宽电压范围Cascode偏置

图3 宽电压范围误差放大器

在进行电压偏置时，利用带隙基准产生1.2 V电压，经Q1与Q2三极管组成的电流镜，根据比例将电流镜像到各个支路。其中，Q1的电流表示见式（1）。

式中：IQ1为三极管Q1的电流；VREF为基准电压；VBE1为Q1的基极与发射极二极管导通电压，约为0.6 V；R为电流配置电阻。

与Cascode 不同的是，在宽电压范围偏置中，以24 V 的高压MOS管来替换普通的共栅管（见图2中的MP7、MP8、MN8）。这是因为在Cascode 电流镜像中，起到主要电流镜像作用的是共源管，其可用来增加电流镜的输出阻抗。同时，由于高压管的匹配性较差，不将其作为共源管。所以，带有高压共栅管的结构既保证电流镜的精准复制，又提高偏置的电压范围，使LDO能在一个较高的电源电压范围内工作。

误差放大器采用的是对称式OTA 架构，MP1～MP6、MN1～MN4 为低压管，MN5、MN6 与三路电流镜中的cascode 管（与M7、M10 组成的结果一致）为高压管，这样才能确保误差放大器在一个较宽的电源电压范围中工作。误差放大器的第一级输入为源极跟随器，以源极跟随器来进行输入，可增加误差放大器的输入阻抗，使输入信号产生电平位移，保证电路始终在一个合适的静态工作点上工作；第二级由对称式运算放大器构成，其中MN5、MN6 及电流镜中的共栅管为高压管。相较于普通结构，对称式OTA具有更好的失调和CMRR特性。

在图3中，对称式OTA开环增益AV表示见式（2）。

式中：gm和ro分别为晶体管Mi的跨导和输出电阻；N为MN1 与MN2 组成电流镜的比例。为了便于分析，将N管与P管的跨导近似相等。

在OTA 中，只有输出节点为高阻节点，其他节点都在1/gm左右。所以其是一个单极放大器，该OTA主极点的表示见式（3）。

式中：CL为负载电容。

联立式（2）、式（3），OTA 增益带宽积GBW的表示见式（4）。

由式（4）可知，电流镜的比例会影响OTA 的GBW，但不能无休止地增加N，这是因为MN2 的栅极存在寄生电容（假设寄生电容大小为Cn），会产生第二极点fnd，见式（5）。

其中，Cn的表示见式（6）。

将式（6）带入式（5）中，整理后得式（7）。

由式（7）可知，非主极点的频率由转角频率fT和电流镜比例N共同决定，N越大，非主极点频率就越低，所以限定了N的最大值。

1.3 第二（快速反馈）环路误差放大器

本研究采用的是快反馈环路中的第二误差放大器（EA2），如图4所示。由于反馈路径较短，反应速度要快于主环路。次级反馈环路在启动及负载发生大幅波动时会产生作用，从而保证电路的启动速度，并优化电路的响应能力。

图4 第二环路误差放大器电路

第二误差放大器以双极型晶体管为输入对管，这是因为电路要有比较快的反应速度，才能有比主环路更快的响应速度，但为了保证整体环路的稳定性，将次级环路的整体增益保持在一个较低的水平。

1.4 宽电压范围快速响应LDO

本研究设计的宽电压范围快速响应LDO 的整体电路如图5 所示，其主要由两个环路构成，两个环路的误差放大器分别为由高工作电压范围OTA构成的主反馈环路和以三极管为输入对管的快速反馈环路。由于两个环路反馈的分压值不同（VF1＜VF2），所以要依靠主环路才能使电路正常工作，这是因为主环路的环路增益被设置为一个更高的值。当电路发生异常情况时，负反馈环路工作。在电路启动时，两者的电压均低于VREF，此时两个环路都会进入工作状态；当电路负载急剧变化时，可能会导致输出电压变换过大，此时快反馈环路也会工作。由于将LDO 应用于DC-DC 开关管驱动部分，负载跳变是一个常见状态，所以增加一个快速环路是非常有必要的。考虑到电路的负载特性，LDO 主要用于驱动大电容负载，在功率管输出电流不同时，传统米勒补偿会造成电路主次极点靠近，甚至交换。若要保持稳定，就会大幅增加补偿电容的容值。与此同时，电容的前向通路也会带来一个右半平面零点，进一步降低环路的稳定性。所以，本研究使用带源极负反馈的Ahuja电容补偿来进一步增强电路驱动电容的能力，能有效消除右半平面零点的影响，减小补偿电容。

图5 宽电压范围高瞬态响应LDO电路

2 性能分析

2.1 LDO瞬态分析

将本研究提出的LDO应用于实际场景中，即大输入电压、负载急速切换及大负载电容（见图5）。在大信号方面，快反馈环路是在电路启动时，因输入电源电压未达到VOUT时，VF1与VF2均低于VREF，此时主反馈环路与负反馈环路都在工作，从而提高电路的启动速度。在负载迅速切换过程中，由于快速反馈环路的反馈路径较短，第二反馈环路能比主环路更早起作用，从而降低由负载突变带来的过冲或下冲。

2.2 LDO环路稳定性分析

为便于分析系统的稳定性，在不影响分析结果的前提下，忽略高频极点，且只考虑单位增益带宽内和附近的极点，可降低传递函数的复杂程度。LDO等效小信号如图6所示。

图6 LDO等效小信号

整个环路大致可分为三级，将第一级的跨导记为Gm1，误差放大器的等效输出电阻与电容分别记为Ro1、C1，反馈电容跨接MOS 管MN6 跨导记为gm6，Buffer 的放大倍数为1，gmp为功率管跨导，β为反馈系数，CL与Roeq分别为等效负载电容与电阻，gm4与CC分别为源极跟随MOS管跨导与补偿电容。

基于图中N1、N2、N3、VOUT节点电流方程，整理得LDO的小信号传递函数，见式（8）。

此外，韩国还编撰了各种学术道德普及型教材。如2006年韩国教育部编撰的《学术道德简介》与2007年科学技术部编撰出版的《实践学术道德》。这些教材的主要内容包括：研究的共同价值、研究计划、研究的展开、研究报告与检测、研究环境的重要性，利益冲突与利益分配，同事互相检测，制定学术道德真实性检测制度，学术不端行为的范围界定，调查体系及展开过程，保护举报者的措施等。

其中，a、b、c的表示见式（9）到式（11）。

根据LDO传递函数来区分其轻载与重载。

式中：p-3dB为主极点；pnd为次极点。

此时，电路主极点由输出电容和输出电路等效阻抗组成，次极点出现在EA1 的高阻抗输出节点。使用Buffer 来隔离误差放大器和功率管MP 栅极的寄生电容，所以C1是一个较小值。

由式（13）可知，在高负载情况下，电路同样存在两个极点，即1/gmp Ro1CC Roeq和gmp CC/C1CL。在大电流负载时，环路增益传递函数的最大单位增益带宽频率为ωu,max=Gm/Cc，相对于负载电流的变化，其是固定的。由于次级点的频率总大于单位增益带宽［9］，所以主环路单位增益频率内只有一个极点。此外，次极点随着负载电流的增加而增加，这意味着LDO 的相位裕度和稳定性会随着负载电流的增加而提高。

根据式（12）和式（13）可将LDO 简化为一个二阶系统，LDO的传递函数可简写为式（14）。

由式（12）得到LDO 在不同负载电流下的最稳定情况，确保补偿电容Cc的设计值能使LDO 在整个负载电流范围内都保持稳定。对二阶系统来说，相位裕度最小处的稳定性最差。本电路的相位裕度表示为式（15）。

式中：ωu为单位增益带宽，ωu/pnd越小，系统的PM就越大，系统就越稳定。

建立一个描述系统相位裕度的函数，见式（16）。

将式（12）中的主极点代入式（14）中，系统相位裕度函数见式（17）。

对式（17）求极值，得最小相位裕度的函数表达，见式（18）。

将式（18）代入式（15），得到最小相位裕度的函数表达，见式（19）。

可推导出最小相位裕度时的补偿电容CC表示，见式（20）。

由此可知，补偿电容与EA1输出点的寄生电容有关。在EA1 输出点与功率管栅极之间加入Buffer，能减小输出点的寄生电容。全电流范围内的电路相位裕度如图7 所示，仅使用约10 pF 补偿电容就可使电路在全电流范围内保持稳定。

图7 全电流范围相位裕度

3 仿真结果

本研究设计的LDO 是基于华虹0.35 μm BCD工艺来完成电路设计的，采用Cadence 软件对其进行仿真验证。LDO的输入电压（VIN）为3～24 V、输出电压为5.4 V（VIN＞5.8 V）、负载电流为0～260 mA、片外电容为1 μF。

在不同工艺角下，分析输出电压随输入电压的变化情况，分别在空载、10 mA、250 mA 负载条件下进行测试，结果如图8 所示，最差的情况出现在SS最大负载电流为250 mA 时，此时的电源电压调整率为0.61 mV/V。

图8 输出电压随电源电压变化曲线

在不同工艺角下，测试LDO输出随负载的变化情况，分别在12 V、24 V 负载条件下进行测试，结果如图9 所示，最差情况为FF12 V，负载调整率为60 μV/mA。

图9 输出电压随负载电流变化曲线

为验证负载的瞬态响应特性，设置负载电流为0～250 mA、时间跳变为0.5 μs，结果如图10 所示，LDO 瞬态特性仿真结果如图11 所示。输出下冲电压为22.9 mV、过冲电压为13.0 mV。稳定时间均在3 μs左右，LDO具有较好的瞬态响应特性。

图10 负载跳变

图11 LDO瞬态响应

将设计的LDO电路应用于一款电压模PWM控制器中，LDO 电路的整体版图如图12 所示，版图大小为1 167 μm×608 μm，满足整体电路的面积要求。

图12 LDO版图

本研究设计的LDO 与其他已发表文献中设计的LDO 主要参数对比见表1。由表1 可知，本研究提出的LDO采用宽电压范围偏置，拥有较宽的输入电源范围（6～24V），这得益于双环路在更大范围的负载波动情况下拥有较好的瞬态响应，过冲电源仅为13.0 mV。

表1 与其他文献中LDO的性能对比

4 结语

本研究基于华虹0.35 μm BCD 工艺，设计出一款用于DC-DC 电源管理芯片的宽电压范围快速瞬态响应的低压差线性稳压器。针对DC-DC 电源管理芯片的特殊应用环境，使用宽电源电压偏置与误差放大器，确保整个LDO 工作在6～24 V 的电源电压范围内。为应对负载的频繁快速变化，使用双环路结构来提升系统的瞬态响应，而Ahuja 补偿结构使电路在大电容负载条件下将相位裕度在全电流范围内保持在60°以上。经仿真验证，LDO 的电源电压调整率为0.61 mV/V、负载调整率为60 μV/mA，且在电流从0 mA 突变到250 mA 时，输出电压过冲与下冲均小于35 mV，达到快速响应的要求，整个LDO 版图面积为1 167 μm×608 μm，符合整体架构所分配的面积要求。