用于5G 智能手机的高隔离度双频8 元MIMO 天线

姚 婷,杨雪霞,黄 涛

(上海大学通信与信息工程学院,上海 200444)

第五代移动通信(5G)已正式投入商用,其主要特征之一是信息的大容量和高速率传输[1]。作为5G 的关键技术之一,多输入多输出(MIMO)技术能够在不增加频谱资源的情况下提升天线系统的信道容量和数据传输速率[2-3]。然而,随着终端设备向小型化发展,留给天线的空间越来越有限,而天线数量的增加需要单元紧密排列,由此引发的强互耦会影响MIMO 天线性能。另一方面,随着5G 中3.4～3.6 GHz,4.8～5.0 GHz 频谱资源的开放,要求5G 手机覆盖双频/多频,以减少终端内部天线个数。因此,需要MIMO 天线具有小尺寸、多频段、高隔离度性能。

常用来实现终端天线多频段的方法有耦合技术[4-6]、多枝节技术[7-8]和加载匹配电路[9]等。Li 等[4]设计了耦合馈电的T 型双频缝隙天线,并通过正交排布和增大单元间距将阵列隔离度提高至12 dB,但其单元间距过大,使得MIMO 阵列整体占用空间大。Sim 等[5]采用加载寄生枝节的方法设计了多频天线,但MIMO 阵列的隔离度仅为10 dB。Hu 等[7]采用多枝节技术设计了双频倒F 天线,并通过加载中和线将MIMO 阵列的隔离度提高至12 dB,但其34 mm(0.39λL,λL为3.4 GHz 自由空间波长)的单元间距,使得天线阵列尺寸太大。Chen 等[9]采用加载匹配电路的方法设计了双频天线,在馈电端口处加载由电感和电容构成的带阻电路后,增加了新的谐振频点,但引入了额外的损耗,会影响天线的辐射效率。除了上述文献中采用的去耦方法,终端MIMO 天线常用的去耦技术还包括蚀刻缺陷地[10]、采用正交模式[11]、加载寄生结构[12-13]及电磁带隙结构[14]等,但上述文献中的天线单元尺寸较大。

基于以上现状,本文将倒F 型单极子和缝隙耦合环路枝节结合设计了一款双频8 元手机MIMO 天线,且通过在单元间蚀刻T 型缺陷地去耦结构,提高了8元MIMO 阵列的隔离度。同时天线效率高,包络相关系数(ECC)低,对5G 智能手机MIMO 天线设计具有应用价值。

1 天线设计

1.1 天线结构及双频工作原理

所提出的双频8 元MIMO 天线阵列结构如图1 所示。图1(a)为MIMO 阵列整体排布,系统电路板的尺寸为150 mm×75 mm,其侧边框的高度为6 mm。边框与电路板的材料均采用厚度为0.8 mm 的FR4 介质基板(εr=4.4,tanδ=0.002)。接地板位于电路板下表面,8 个天线单元印刷在侧边框内表面和电路板上表面,天线1～4 与天线5～8 关于电路板短边中心对称,其中天线1 和2、天线3 和4 分别呈镜像对称放置,相邻单元间距为11.5 mm(0.13λL),在相邻单元间蚀刻了T 型缺陷地去耦结构。

图1 (a) 8 元MIMO 阵列排布;(b) 天线单元结构;(c) 去耦结构Fig.1 (a) The arrangement of the eight-element MIMO array;(b) The geometry of the antenna element;(c) The geometry of the decoupling structure

天线单元结构和具体尺寸如图1(b)所示,每个单元均由一段50 Ω 微带馈线、倒F 型单极子和缝隙耦合环路枝节组成。倒F 型单极子通过50 Ω 的微带线直接馈电,缝隙耦合环印刷在倒F 单极子长枝节的正下方,并通过邻近耦合馈电方式被激励。倒F 型单极子在与地板平行的方向上延伸出一段长为s的调谐枝节,该枝节和地板之间会产生容性分量,与天线本身产生的感性分量相抵消,因此,调节该枝节长度能改善天线单元的阻抗匹配。利用仿真软件HFSS 对本文所提出的天线进行仿真设计。

图2 对比了不同调谐枝节长度(s=1.6～4.4 mm)的天线单元反射系数。当s较小时,天线仅在高频处有一个谐振频点,当s增加至2.8 mm,出现低频谐振点,并且谐振频率随s的增大向低频移动,谐振愈加明显,低频阻抗带宽变宽。但随着s增大至4.4 mm,谐振深度变浅,这是由于此时容性分量加载过多,导致低频匹配变差。最终选择调谐枝节s的长度为4 mm,此时,天线单元的高频和低频均能实现良好的阻抗匹配。由以上分析可知,倒F 型单极子的调谐枝节主要影响低频谐振,对高频谐振几乎无影响。

为了清楚地解释天线单元实现双频的工作原理,图3 给出了天线单元在3.5 GHz 和4.9 GHz 时的表面电流分布。3.5 GHz 时,倒F 型单极子枝节被激励,并通过邻近耦合激励起环路枝节的半波长模式,环路枝节使得单极子的谐振频率向更低频段移动,两者共同作用使得天线在低频产生谐振;4.9 GHz 时,激励电流主要分布在耦合环路分枝上,天线产生高频谐振。

图3 不同频率下天线单元的表面电流分布。(a) 3.5 GHz;(b) 4.9 GHzFig.3 The simulated surface current distributions of the antenna element at different frequencies.(a) 3.5 GHz;(b) 4.9 GHz

1.2 天线阵列排布方式及去耦设计

如图1(a)所示,由于8 元MIMO 阵列天线5～8与天线1～4 关于电路板短边中心对称,下文中只对天线1～4 进行讨论分析。

由上文可知,天线单元的激励电流主要分布在缝隙环上。因此,若将单元1 和2、单元3 和4 分别镜像对称放置,且在镜像对称的两单元间引入去耦结构,遏制由缝隙环枝节引起的耦合电流,即能够实现高的隔离度。与此同时,单元2 和3 则是背靠背放置,两单元相邻近的部分为倒F 型单极子的短弯折枝节,该枝节上分布的激励电流较弱,因此在间隔一定距离时,两单元间的耦合很弱。通过以上分析,本文选择将相邻两个天线单元1 和2、单元3 和4 分别镜像对称放置的排布方式,较易实现更好的隔离性能。

图4 为MIMO 阵列未增加任何去耦结构时的S参数曲线图。4 个单元的-6 dB 阻抗带宽能够同时满足低频和高频的要求,单元2,3 之间的带内隔离度在低频和高频均能高于15 dB,但单元1 和2、单元3 和之间的低频隔离度都仅为9.2 dB,且高频隔离度也仅为11 dB。

图4 MIMO 阵列未加载去耦结构的S 参数Fig.4 The simulated S parameters of the MIMO array without decoupling structure

为了提高MIMO 阵列的隔离度,在单元间引入了T 型缺陷结构,具体结构及尺寸如图1(c)所示。为了清楚地解释其对天线阵列隔离度的影响,图5 给出了引入该结构前后,只激励单元Ant 1 时,在3.5 GHz和4.9 GHz 处天线和接地板上的电流分布情况。由图5(a)可知,未加载去耦结构时,无论是低频还是高频,在单元Ant 2 上都会感应出明显的耦合电流,说明两天线单元间存在较强的互耦现象;加载T 型缺陷地结构后,只激励单元Ant 1,从图5(b)可以看到,此时地板表面波被束缚在缝隙结构周围,单元Ant 2上的感应耦合基本消失,说明该结构对地板上的耦合电流起到了很好的束缚作用,去耦效果明显。单元3,4 和单元1,2 间的去耦分析完全一致,同时,为了将单元2,3 间的隔离度也进一步提高,从而提高MIMO阵列的整体隔离度,在单元2,3 间引入了同样的T 型缺陷地结构,也能起到遏制耦合电流的作用。

图5 有无去耦结构时天线和地板上的电流分布。(a)未加载T 型缺陷地;(b)加载T 型缺陷地Fig.5 The simulated surface current distributions of the antenna array and ground.(a) Without T-shape ground slot;(b) With T-shape ground slot

图6 为加载T 型缺陷地去耦结构前后,MIMO 阵列中相邻两单元间的隔离度变化曲线图。可以看出,引入T 型缺陷地结构后,单元1 和、单元3和间的低频隔离度均从9.2 dB 提升到20 dB以上,单元2 和间的低频隔离度从17 dB 提升至20 dB 以上,MIMO 天线阵列整体的高频隔离度从11 dB 提升到15 dB 以上。

图6 加载去耦结构前后相邻两单元间的隔离度Fig.6 The simulated isolations between adjacent elements with/without decoupling structure

2 仿真及测试结果

为验证所提出的8 元MIMO 天线阵列,对其进行了加工实测。天线实物如图7 所示,8 元MIMO 天线阵列中的每个单元通过50 Ω 的SMA 同轴连接器馈电,SMA 连接头位于系统电路板的背面,实际测试时,除测试端口外,其余端口均与50 Ω 匹配负载相连接,以减少对测试结果的影响。利用矢量网络分析仪(型号为N5227)测试了天线的S参数,在微波暗室测试了天线的效率、增益及辐射方向图。由于本文的8 元MIMO 阵列关于电路板短边中心对称,故只给出一侧4 个天线单元(Ant 1～4)的仿真和测试结果。

图7 8 元MIMO 天线阵列实物图。(a)正面;(b)背面;(c)侧面Fig.7 The photographs of the fabricated eight-element MIMO antenna array.(a) Front view;(b) Back view;(c) Side view

图8 为8 元MIMO 天线阵列各个性能参数的仿真与实测结果图。图8(a)为天线单元1～4 的反射系数曲线,可以看出,仿真和实测结果基本一致,-6 dB 阻抗带宽能够很好地覆盖3.4～3.6 GHz 和4.8～5.0 GHz两个所需频段。与仿真结果相比,实测结果的谐振频率向高频偏移了0.05 GHz 左右,该误差主要是由于天线实物组装和接头焊接产生;图8(b)为天线单元1～4的仿真和实测隔离度,各单元间的带内隔离度在低频段内大于20 dB,在高频段内大于15 dB,实现了高隔离度性能;图8(c)为仿真和实测的天线效率,在工作频段内所有单元的总效率均大于50%,其3.5 GHz 频段的效率在50%～70%之间,4.9 GHz 频段效率在65%～80%之间;图8(d)为8 元MIMO 阵列仿真和实测的天线增益,低频段内峰值增益的变化范围为1.3～2.6 dBi,高频段内峰值增益的变化范围为1.6～3.1 dBi,满足手机天线的基本要求。

图9 和图10 分别为在低频3.5 GHz 和高频4.9 GHz 时,天线单元1～4 三个主平面(xoz、yoz及xoy平面)的仿真和实测归一化辐射方向图,可以看出,仿真和实测结果较为吻合。通过观察两个频点的归一化辐射方向图可知,各个天线单元在三个主平面上的EPhi和ETheta分量均表现出了良好的互补特性,没有同时为0 的情况,即天线单元在工作频段内的辐射能够覆盖全方向。且天线单元1～4 在xoz平面上显示出互补的辐射方向图,不同天线的最大辐射方向不同,表现出良好的分集性能;在yoz和xoy平面,4 个天线单元辐射方向图较为相似,虽不是严格的全向,但是互相弥补,近似表现出全向辐射的效果。

图9 3.5 GHz 时8 元MIMO 天线阵列的仿真和实测归一化方向图。(a)天线1;(b)天线2;(c)天线3;(b)天线4Fig.9 The simulated and measured normalized radiation pattern of the proposed eight-element MIMO antenna array at 3.5 GHz.(a)Ant1;(b)Ant2;(c)Ant3;(d)Ant4

图10 4.9 GHz 时8 元MIMO 天线阵列的仿真和实测归一化方向图。(a)天线1;(b)天线2;(c)天线3;(b)天线4Fig.10 The simulated and measured normalized radiation pattern of the proposed eight-element MIMO antenna array at 4.9 GHz.(a)Ant1;(b)Ant2;(c)Ant3;(d)Ant4

包络相关系数(Envelop Correlation Coefficient,ECC)是指两个天线单元接收信号的相关性,是衡量多天线系统分集性能的指标,其表达式[15]如式(1)所示。

式中:Sij代表单元i和j之间的S参数;ηrad,i和ηrad,j分别代表单元i和j的辐射效率。图11 为由式(1)根据实测的S参数及相应单元的辐射效率计算所得的包络相关系数。可以看出各单元间的ECC 在工作频段内均小于0.006,满足手机MIMO 天线对ECC 的要求(小于0.5)。

图11 由实测结果计算所得的单元间包络相关系数(ECC)Fig.11 The calculated ECC from the measured results

表1 选取了部分参考文献中所设计的双频MIMO天线与本文进行对比。可以看出,本文设计的MIMO天线具有较高的隔离度,同时尺寸小、效率高且ECC极低,能够很好地满足5G 智能手机MIMO 天线的实际应用要求。

表1 天线性能比较Tab.1 Comparison of antenna's performances

3 结论

本文提出了一种可用于5G 智能手机的高隔离度双频(3.4～3.6 GHz,4.8～5.0 GHz)8 元MIMO 天线阵列。通过将倒F 型单极子和缝隙耦合环路分支结合实现了双频段工作,天线单元尺寸仅为16.3 mm×5.2 mm (0.18λL×0.06λL)。为了减小相邻天线单元间的互耦,在接地板上引入了T 型缺陷地结构,实现了低频隔离度高于20 dB,高频隔离度高于15 dB,具有高隔离性能。工作频段内天线单元效率均大于50%,ECC 均小于0.006,具有极低的包络相关性。本设计对5G 智能手机MIMO 天线的研究具有很好的参考价值。