一种高压、宽输入的LDO 电路设计

简 铨， 肖清泉， 阮 昊， 霍建龙

（1 贵州大学 大数据与信息工程学院，贵阳 550025； 2 上海聚迹科技有限公司，上海 200072）

0 引 言

电源管理芯片现已应用在各种领域场景中，诸如通信、汽车、电子设备、家用机器人等等，且对电源芯片的要求也都不低。 研究中考虑到LDO 具有成本低、功耗低、噪声低等特点，目前在各领域应用中也受到了广泛关注与认可。 而在家用机器人系列的扫地机器人研发中，则既要能扫地、也可拖地，所以就需要电源电压具有更高精度和更低功耗，拥有大负载驱动能力，这就使得扫地机器人要在不同范围的电源下都能工作，实现产品的多功能。 设计中采用双极电路来提高误差放大器增益，并且减小了放大电路的级数，进一步减小了面积。 同时针对带隙基准电路进行了改进，采用无放大器的结构来实现。 基于华虹0.18 μm工艺，设计了一个宽输入电压8 ～40 V，高电源抑制比，宽工作温度范围，且能驱动负载100 mA 的LDO 电路。

1 LDO 原理

这里，给出了LDO 的基本结构如图1 所示。 一般具有基准源、误差放大器、功率管、电阻分压模块。LDO 的设计原理是:初期随着输入电压的升高，误差放大器进入工作状态，功率管输出电流在R1和R2之间产生一个分压与基准电压差分输入。 当输入端电压变大时，流过电阻的电流增大，R2的电压增大，误差放大器的输入差变小，输出电压减小，功率管流过的电流变小，从而使VREG电压保持不变，输出一个稳定的电压。 一般来说，功率管的尺寸都比较大，而且是要驱动大负载的，所以为了减小寄生电容的影响，并使电路具有快速的响应，都会在功率管前加一个Buffer 来进行解决。 输出电压的计算公式为:

图1 LDO 原理图Fig． 1 LDO schematic

根据式（1）可知，可以通过修改R1和R2的比值来改变输出电压值。

1．1 带隙基准

通常情况下，带隙基准电路设计就是将正温度系数电压与一个负温度系数电压相加来得到一个零温度系数的基准电压。 具体如图2 所示。

图2 传统带隙基准Fig． 2 Traditional bandgap reference

因为二极管的VBE具有负温度相关系数，根据二极管的电流公式，可推得:

其中，IS表示反向饱和电流，并且存在IS∝μkT；μ表示少数载流子迁移率，且正比于μ Tm；m一般为-3／2；ni表示Si 的本征载流子浓度，存在正比于T3exp［（ -Eg／（kT）］；Eg为Si 的带隙能量［1］，大约1.112 eV；b为一个比例系数；VT ＝KT／q。 所以VBE为一个负温度系数的电压，存在一个正温度的电压加上VBE，就可以得到零温度系数、即与温度无关的电压。

传统电路电源抑制比（PSRR） 较差，由于结构的不对称和工艺的因素会导致运放两端的电压不相等，这就会形成失调电压。 传统电路采用放大器实现，对于在高压中文献［2］的带隙基准电源电路采用了两级电路，分别在第一级产生了粗基准电压和第二级的电压。 但这无疑远远增大了芯片面积，在实际工程中因成本太高、不宜采用。 针对此问题，本文设计了一个无放大器、不需额外偏置电路的带隙基准电路来减小芯片面积。 如图3 所示。

图3 基准电路Fig． 3 Reference circuit

相对于传统基准电路，本文设计的基准电压并采用无放大器电路。 具体是由Q1、Q2和R1、R2、R3、及缓冲电路（Buffer） 组成来减小芯片的面积。 其中，流过电阻R3的电流可以表示为:

由式（2）可知:

只要通过改变2 个晶体管的个数比（1 ∶m），就可以使得2 个电压差与温度成正比。 由此可以把式（5）写成:

所以电路的基准电压表达式为:

1．2 电路设计与改进

研究可知，通过调整R1和R3的值可以改变VREF值，电阻R2可以起到电路匹配和电压微调的作用，Q4和Q3一起组成了电路的反馈。 当VREF增大时，流过R1的电流随之增大，R1两端电压也会相应增大，由于ΔVBE是不变的，所以会导致Q1集电极的电压升高。 当Q1的集电极电压升高的同时，Q4的集电极电压会降低，也就是Q的基极电压也降低，会使得流过R1的电流下降、电压也随即就会下降，使得VREF电压不变。 具体电路如图4 所示。

图4 本文带隙基准电路Fig． 4 The bandgap reference circuit in this article

因为简并点的存在，电路会存在2 种状态。 一种是正常工作状态，而另一种是各种设计用管正常导通，但没电流流过。 为了避免第二种情况发生，需要启动电路使其正常工作。 PMOS 管M1作为启动电路的开关，上电初期M1导通，Q13集电极随着电压升高而升高，M5的栅压也会随着M1的导通而逐渐上升，Q9、Q10、Q11，Q12也相继导通。 此时，会把M5的栅端电压钳位在4VBE ＋VGS上，并会给Q3提供偏置，使Q3导通，电路工作。 电阻R7、R8、R9、Q18为电路提供偏置，同时与Q16、Q17、Q19和R6组成一个反馈，不仅能够提供稳定的偏置，还起到了对基准的反馈作用。Q16处于微导通，当基准电压变化时会由组成的差分电路来实现电压的反馈作用，也就是电路有2 个反馈电路来保证电压的稳定。 因为在高压，研究时为了保护器件和电路的正常工作，在M4和M5栅端和源端会有一个反向二极管，当两端电压过高时会把电压差钳位到0.7 V。 不至于把器件损坏。Q1、Q2、R1、R2、R3为基准电路，Q3、Q4、Q5组成反馈电路。

图5 为本文的LDO 电路，因为想在高压环境下实现宽输入，会使用高压管，通过高压管来转化电压，实现高压转低压。 高压管往往面积比较大，所以在基准电路中不选用放大器，也不采取额外的偏置电路，而是采用自偏置电路来破解高压管带来的面积大的问题。 本文的LDO，首先有2 个启动电路。第一个使带隙基准电路工作，并且第二个启动电路会由带隙基准电路工作状态所决定，当基准电路正常工作时，启动电路2 也正常工作，2 个具有一致性。 也就是，图5 中Q23控制着LDO 启动，当带隙基准电路工作时，Q5正常工作会在集电极产生电压使Q23导通，导通后通过电阻R9和R10分压后使M9、M10导通。M9导通后，将在R11上产生偏置电流I1，并可由如下公式计算其值:

M7、M8和M9组成电流镜，复制I1电流给放大器提供偏置。 放大器采用双极差分电路，因为三极管相对于MOS 有较高的gm和匹配性。 为了提高增援可以选择有源负载来提高增益，并转化为单端输出［2］。 输出端接一个跟随器，因为跟随器具有高输入阻抗／低输出阻抗的特点，能够提高功率管的驱动能力、及优化瞬态响应时间［3］。 瞬态响应在量化时会涉及过冲电压和响应时间这2 个性能指标，可以分别用式（10）和（11）进行描述［3-4］:

其中，ΔVOUT为过冲电压，表示当负载变化时，基准的变化量；ΔIload表示负载变化量；t表示响应时间；BW表示环路带宽；Ip为功率管的驱动电流。由此可以增大带宽、驱动电流和电容来降低响应时间。 但是电容一般会很大，所以要适当选择电容。这样一来，电路的瞬态响应特性就会得到改善。

2 仿真

基准电压如图6 所示。 由图6 可知，当电源电压上升到6.0 V 左右，基准电路开始工作并且稳定在1.23 V。 随着电源电压的升高，输出电压也随之升高，在8 V 左右，LDO 开始工作，且输出电压不再随电压波动而发生改变。 说明整个电路已处于正常工作状态。 在8～40 V 区间内LDO 处于正常工作范围，说明有较宽范围的输入电压。

温度系数如图7 所示。 由图7 可看到，随着温度从-50 ℃～165 ℃的上升，基准电压基本保持在1.23 V左右，最高为1.236 V，最低达到1.233 V，有10 ppm／℃的温度系数，同时，输出电压最高变化了8.34 mV，最低3.82 mV，随温度变化也不大，受温度影响都较小。 仿真表明电路具有良好的温度系数，所以该电路在较低和较高温度下也能正常工作。

图7 温度系数Fig． 7 Temperature coefficient

线性调整如图8 所示。 由图8 可知，在负载分别为轻载0 mA 和重载100 mA 情况下，电源电压从9～45 V 的变化过程中，电压基本保持在5.03 V左右；在输入电压有26 V 的变化时，电压能保持稳定，在重载情况下线性调整达到54 uV／V，具有良好的线性调整率。

图8 线性调整Fig． 8 Linear adjustment

负载调整如图9 所示。 由图9 可知，在电源电压为30 V 时，负载从0 mA 到100 mA 变化情况下，电压也只有1.23 mV 变化，线性调整率已然达到了12.50 uV／mA，符合设计标准。

图9 负载调整Fig． 9 Load adjustment

瞬态线性调整如图10 展示。 由图10 可知，在电源电压有3 us 瞬间变化，负载为100 mA 时，仿真得到上冲电压为91.49 mV，下冲电压为118.22 mV，恢复时间都5.0 us，具有较低的瞬态变化电压和快速恢复时间。 说明对于电压的瞬间变化，负载也能快速响应和恢复，并且稳定下来，符合设计要求。

图10 瞬态线性调整Fig． 10 Transient linear adjustment

瞬态负载调整如图11 所示。 由图11 可知，在电源电压为30 V 时，给负载一个方波信号，分析瞬态响应，仿真得到在3 us 变化内，上冲电压、下冲电压分别到达83.17 mV 和75.95 m V，恢复时间也只有6 us左右，符合设计要求。

图11 瞬态负载调整Fig． 11 Transient load adjustment

分别在0 mA 和100 mA 负载下进行环路增益仿真，如图12 所示。 从图12（a）和（b）可以得到，电路具有94 dB 的电源抑制比；在低频时、轻载下，有60 dB的增益，2 种负载下都有82°的相位裕度。

图12 电源抑制比和环路增益Fig． 12 Power supply rejection ratio and loop gain

本文针对其它文献的研究仿真进行比较，结果见表1。 由表1 可知，在输出为5 V 的情况下，本文的输入电压宽、线性调整率和负载调整率均优于文献［5］和文献［8］，输出电流稍逊于两者，启动电压稍高，符合设计要求。 综合比较后可知，本电路负载调整率和线性调整率都很高。 在负载和电压快速变化的情况下能快速恢复，输出正常电压。

表1 与其他文献的LDO 相比Tab． 1 Compared with LDOs from other literature

3 结束语

本文设计了基于华虹0.18 um BCD 工艺，高压、宽范围输入的LDO 电路，在大负载下其线性调整率和负载调整率分别达到54 uV／V、12.5 μV／mA，并且在电源和负载瞬态变化时，负载都有6 μs 的快速恢复时间。 在对温度进行仿真时，也表明该芯片能在-50 ℃～165 ℃的环境下正常工作，输入电压在8～40 V，能驱动最大负载100 mA，静态电流小于200 uA，同时能稳定输出5 V 电压。 因此该芯片可用于电机驱动芯片当中。