用于直流微电网互联的双向DC-DC 变换器设计

唐志扬，胡健，焦提操，李洪恩，申景潮

（山东理工大学电气与电子工程学院，山东 淄博 255000）

0 引言

无法从公用电网中获得电力的地区可将分布式电源、储能系统、能量转换装置、负荷等连接在一起形成微电网，从而满足其能源需求。根据工作电压的类型可将微电网分为直流微电网和交流微电网两类[1]。相比于交流微电网，直流微电网具有更高的效率，更少的电力电子换流装置，所产生的无功功率和频率等相关问题将随之减少[2-3]。可见，在未来的分布式能源应用系统中，直流微电网的研究将尤为重要。

随着直流微电网技术的不断发展，发电功率和用电负荷的不断增加，单个直流微电网运行体系的稳定性会在天气条件、储能系统功率、分布式电源和负载电压等级等方面的影响下产生局限性[4-6]。

为了解决上述问题，可将多个直流微电网以互联的形式连接在一起形成微电网群，而不是将所有分布式电源和负载连接在同一母线上。通过一定的协调控制策略，使每个微电网之间实现功率流动，实现微电网之间的能源互补，从而克服单个直流微电网的局限性，提高整个系统的效率[7]。

直流微电网可通过互联交换单个微电网中的过剩电力，减少了由于天气变化等物理因素引起的功率变化，并且减少了在单个电网内储能系统与直流母线的功率交换，从而降低了运营成本，提高了系统的稳定性[8]。直流微电网互联的形式主要有3 种：直接互联、并联接入母线、多母线互联。将两条母线进行互联的直接互联方式适用于母线电压等级相同的直流微电网，连接方式较为简洁，但互联的微电网之间无电气隔离，若其中一个微电网发生故障，将会导致整个系统的崩溃[9]；并联接入母线方式适用于连接不同母线电压等级的直流微电网，其通过电力电子变流器接入公共母线，能够实现各个互联微电网之间的故障隔离，但是如果公共母线发生故障，同样会导致系统的瘫痪[10-11]；直流微电网的多母线互联形式见图1，主要用于分布式电源和负载占比大的直流微电网，此种形式利用互联变换器实现不同或相同电压等级的直流微电网互联，并通过控制变换器的工作状态控制微电网间的功率流动[12]。

图1 多母线互联拓扑结构Fig.1 Multi-bus interconnection topology

在互联方式的研究中，文献[13]提出用双向DC-DC 变换器与传输线级联，并开发了一种改进潮流算法的两层控制策略，但没有考虑故障隔离等问题。故采用隔离型电力电子变流器作为微电网互联的变换器，既可以有效地实现功率控制，也能够实现电气隔离，从而提高微电网互联的稳定性[14]。文献[15]设计了基于双有源全桥DC-DC 变换器的互联变换器，将输入和输出电压保持在一定范围之内来实现功率流动的控制，但未考虑互联变换器的效率和产生的损耗。

由此可见，设计直流微电网互联系统的互联变换器的要求包括可以实现功率的双向传输，在电压和功率的规定范围内能够稳定运行，同时当系统发生故障时能够起到安全隔离的作用。在目前的隔离型双向DC/DC 变换器拓扑研究中，最具代表性的两种拓扑结构为双有源全桥变换器和谐振型变换器。采用单移相控制、双移相控制和三重移相控制的双有源全桥（dual active bridge，DAB）变换器已在大功率场合中得到广泛的应用[16-19]，但在重载的情况下，其开关管零电压导通范围很小，导致变换器的效率较低。且在两端电压不平衡的场合中，DAB 变换器容易失去软开关特性，造成较大的开关管电流应力，并且会产生较大的功率回流，增加了开关损耗。谐振型直流变换器具有双向运行特性一致、开关损耗小、回流功率小、功率密度高等优点，主要拓扑结构有串联谐振、并联谐振以及串并联谐振[20-22]。但谐振型变换器即使在轻载的情况下也会产生较大的电感电流纹波，导致传导损耗很大。三相谐振变换器通过均分功率解决了电感电流纹波大的问题[23-24]。文献[25]介绍了三相谐振变换器的应用场合。Y 型接线通常用于高压应用场合，由于变压器的特性，变压器上的电压应力往往比输入端小；△型接线由于其对变压器的电流应力要求较低，且可靠性较低，所以常用于大电流应用场合。

现有对直流微电网互联的研究大多数集中在互联系统的控制策略方面，对互联变换器拓扑结构的研究仍处于起步阶段[26-27]。因此，在现有控制策略的基础上，本文设计一个用于不同电压等级的直流微电网互联的两级式直流变换器，由三相LLC 谐振变换器级联交错双向直流变换器组成。其中三相LLC 谐振变换器的变压器采用Y-Y 型连接，不仅拓宽了变换器的零电压导通范围，而且还可以利用Y 型连接的均流能力，将功率分成三相来减少变压器的电压应力，并且减少了输出电流纹波。交错式双向直流变换器在保证三相谐振变换器稳定供电的同时，还可以根据上位机下发的功率指令改变传输功率的大小和方向，并且采用交错技术减少了变换器工作时的输出电流纹波，在电感的输入电流脉动相同的情况下降低了开关损耗。此外，变压器的隔离功能使互联系统在运行过程中具有保护作用。最后，利用Matlab/Simulink 仿真验证了互联变换器的工作原理和控制方法。

1 互联变换器的拓扑与理论分析

本文设计互联变换器结构见图2，通过互联变换器实现不同等级下的直流微电网互联。互联变换器的设计分为两个部分，第1 部分为三相LLC 谐振变换器，用于能量的高效传输和电气隔离；第2部分为交错双向直流变换器，根据指令调节三相谐振变换器的输出。

图2 互联变换器结构Fig.2 Structure of interconnected converter

1.1 三相LLC谐振变换器的拓扑与理论分析

互联变换器的第1 部分为三相LLC 谐振变换器，其拓扑结构图见图3。

图3 三相LLC谐振变换器拓扑Fig.3 Topology of three-phase LLC resonant converter

图中，V1为直流微电网1 的母线电压，V2为三相谐振变换器的输出电压。该变换器由两个三相有源全桥、一个高频三相变压器和3 个LLC 串联谐振槽组成。其中，全桥电路由开关管S1-S6和S7-S12组成，他们以50%的占空比导通，由于互联变换器正反运行特性一致，以正向运行为例，开关S3滞后于开关S1120°，开关S5滞后于开关S3120°，变换器的开关时序图见图4（a），变压器的输入电压见图4（b）。变压器采用Y-Y 型连接方式，使变压器的电压应力降低到输入电压的2/3，从而减少了铁心损耗，NP:NS为高频变压器的变比。每相的LLC 谐振网络由励磁电感Lmn，谐振电容Crn和谐振电感Lrn组成，为了平衡三相变换器的参数，每相的励磁电感、谐振电容和谐振电感应相同，如式（1）-式（3）所示。

图4 正向运行时变换器开关时序图和变压器输入电压Fig.4 Converter switch timing diagram and transformer input voltage during forward operation

根据等效变换原理，变压器A 相的等效电路见图5，其中RL为谐振电路的等效电阻。B 相和C 相的等效电路与A 相相同。

图5 变压器A相等效电路Fig.5 Equivalent circuit in phase A of transformer

由等效电路可得，输出电压vaN1与输入电压vAN1之间的传递函数可以表示为

定义谐振网络的谐振频率为

励磁电感与谐振电感的比值为

品质因数为

将式（5）-式（7）代入式（4），并进行化简推导可得传递函数为

由上式可知，当设置的开关频率与谐振的频率相等时，变换器的电压增益与负载无关，即无论轻载或重载，电压增益都为1。但是实际系统中由于高频变压器自身参数的影响，以及谐振元件的固有误差，很难保证变换器开关频率等于谐振变换器的谐振频率，但只要将该偏差控制在±5% 的范围内，就能保证稳定的电压增益。

由图4（a）中的开关时序图得出，变压器一次侧的电压可以表示为

由基波分析法并结合式（9）可以得出A 相谐振网络的输出电压vaN1的有效值为

由三相变压器的特性可知，单相输出功率等于总输出功率的三分之一，谐振槽等效电阻的功率等于输出负载功率，所以根据式（10）和式（11）可以得出输出负载阻抗R0和RL的关系如式（12）所示。

结合式（7）和式（12）可以得出，品质因数Q与输出负载R0的关系如式（13）所示。

综合上述分析，LLC 谐振变换器的电压增益与电感比K、品质因数Q都有一定的关系。当K的取值越大时，可以使变换器的电压增益在谐振点趋于稳定，可以有效降低变换器参数设计时产生的电压增益误差，然而为了使开关管实现零电压导通，励磁电感与谐振电感的比值不宜过大。当励磁电感与谐振电感的比值固定时，品质因数越小，可以使变换器的峰值增益变大，得到更宽的电压调节范围，并且由式（13）可以看出品质因数随负载的加重而增大，即为了使变换器能够在全负载范围内稳定运行，需要选取变换器满载时所对应的品质因数。

1.2 交错双向变换器的拓扑与理论分析

互联变换器的第2 部分为交错双向变换器，其拓扑结构见图6。其中，V2为谐振变换器的输出电压，V3为直流微电网2 的母线电压。该变换器包含两相，两相之间的相移为180°。开关S13和S15为受控开关，开关S14和S16为各自的互补开关。L1和L2为每相电感绕组的自感值，设两相耦合电感对称，则L1=L2=L。

图6 交错双向直流变换器拓扑Fig.6 Topology of interleaved bidirectional DC converter

在变换器运行过程中，通常要求电感电流工作于常导通模式，以能量正向传输为例，其电感电流脉动值可以表示为

式中：VHV为交错双向直流变换器输入侧的电压最大值；VLV为交错双向直流变换器输出侧的电压最小值；L为耦合电感的自感值；fc为交错双向直流变换器的开关频率。

双向直流变换器采用交错并联技术的优势为当耦合电感输入电流脉动相同时，开关频率可以选择较低值，从而降低开关损耗和导通损耗，所以采用此技术可以使变换器在互联过程中有更好的效果。

2 互联变换器控制策略分析

本文采用的高频直流变压器为前文设计的三相LLC 谐振变换器，其通过定频开环进行控制，使得其在频率上开关与谐振腔的谐振频率相等，从而可以实现互联直流微电网之间的高电压变比和能量的高效传输。规定能量传输的正方向为直流母线的高压侧流向低压侧，所以功率进行传输时，输出侧开关管施加含50%占空比的触发信号，输入侧开关管采用不施加触发信号的方法或采用同步整流控制。

直流微电网互联系统的传输功率控制采用交错双向直流变换器，控制方法选用PWM 控制，控制示意图见图7。Pref为互联系统上位机下发的功率参考指令，Udc和Idc分别为交错双向直流变换器与低压直流母线连接的端口电压和端口电流。当接收的功率信号为正值指令时，双向变换器工作于降压模式，功率正向传输，此时功率由高电压等级的直流微电网向低电压等级的直流微电网传输；当接收的功率信号为负值指令时，双向变换器工作于升压模式，此时功率由低电压等级的直流微电网向高电压等级的直流微电网传输。

图7 交错双向直流变换器的控制示意图Fig.7 Control schematic diagram of interleaved bidirectional DC converter

3 仿真验证

通过在Matlab/Simulink 中搭建仿真模型，对本文所设计的互联变换器的工作过程进行验证。仿真过程中互联变换器的参数见表1。

表1 参数设置Table 1 Parameter settings

3.1 仿真波形分析

当互联变换器正向运行时，三相LLC 谐振变换器的稳态波形见图8。

图8 三相谐振变换器仿真波形Fig.8 Simulation waveform of three-phase resonant converter

从图8（a）的仿真结果中可以看出，变压器原边侧电压为高电压等级直流微电网母线电压的2/3，并且每相之间的相移为120°，与理论分析的波形基本一致。从图8（b）的仿真结果中可以得到，在三相LLC 谐振变换器的运行过程中，其输出电流总和的峰值为73.31 A，谷值为65.81 A，平均值为70.5 A，电流纹波率为10.6%。由此可见，当三相LLC 谐振变换器采用Y-Y 型连接时，输出电流在三相之间相差很小，并且电流纹波率大大减小。

图9 为交错双向直流变换器的单相电感电流和两相总电流波形。当功率的传输方向为正向时，变换器工作在降压模式，占空比较高。由图9 可知，两相电感电流之间的相移为180°，具有很好的交错特性，两相电感电流相加后所得的总电流纹波大大减小，而且总电流是单相电感电流的两倍，从而使变换器的整体性能得到有效提高。

图9 交错双向直流变换器电感电流波形Fig.9 Inductive current waveform of interleaved bidirectional DC converter

3.2 控制策略验证

为了验证所设计互联变换器的控制策略，在不同功率传输指令下对互联变换器进行了仿真验证。图10 为施加不同功率传输信号时互联变换器端口电流的变化情况。由图10（a）可以看出，在1 s时施加2 kW 的功率传输信号时，互联变换处于降压模式，其端口电流能够准确地跟踪所下发的功率传输指令。由图10（b）可以看出，在2 s 时施加-3 kW的功率传输信号时，互联变换处于升压模式，其端口电流亦能够准确地跟踪所下发的功率传输指令进行实时变化。

图10 功率指令变换时互联变换器端口电流波形Fig.10 Current waveform of interconnected converter ports during power command conversion

3.3 效率分析

为了验证所设计的互联变换器的实用性，通过在Matlab/Simulink 中搭建DAB 变换器的仿真模型。其中，DAB 变换器工作过程中的开关频率设置为45 kHz，移相电感为150 μH，采用传统移相控制。

首先测量了功率正向传输时所设计互联变换器的运行效率，见表2 和图11。由仿真数据可以看出，本文所设计的互联变换器的运行效率在运行过程中能够维持较高水平，并且变换器的运行效率在功率正反向传输时基本相同。

表2 效率测试数据（正向）Table 2 Efficiency test data（forward）

图11 互联变换器的效率Fig.11 Efficiency of interconnected converters

图12 为所设计的互联变换器和DAB 变换器在功率正向传输时的效率曲线对比，可以看出当传输功率大于1 500 W 时，本文设计的互联变换器的效率优于DAB 变换器。这是因为DAB 变换器在重载时，低压侧会有功率回流产生，从而影响变换器的高效稳定运行。

图12 两种变换器的效率对比Fig.12 Efficiency comparison of two converters

4 结语

本文针对电压等级不同的直流微电网互联系统，设计了由三相LLC 谐振变换器和交错双向直流变换器级联的互联变换器。与普通的隔离型双向变换器相比，所设计的互联变换器能够有效工作在互联系统高电压变比的情况下，通过变压器三相连接、双向直流变换器交错连接减少了开关管的电压应力，同时使开关的导通损耗与电流纹波显著降低，提高了变换器的效率。通过仿真验证可以看出，本文设计的互联变换器具有优良的效果，并通过与DAB 变换器的对比证实了在重载运行时有更高的运行效率。