低电压调制比MMC在海上风电并网中的应用研究

袁曼曼，王海云，2，王维庆，2，武家辉，2

（1.新疆大学 电气工程学院，新疆 乌鲁木齐 830047；2.可再生能源发电与并网控制教育部工程研究中心，新疆 乌鲁木齐 830047）

0 引言

近年，海上风电得到了迅速的发展[1]。海上风电场离岸距离越来越远，由交流海底电缆引起的无功电压、电流等问题越来越难以忽视[2]。柔性直流输电在远距离、大容量输电时优势明显[3]，不会出现换相失败，且输出波形质量高，可以对系统的有功、无功进行独立控制[4]。因此，海上风电场采用柔性直流输电技术进行电能传输、并网是重要的发展趋势。

模块化多电平换流器（Modular Multilevel Converter，MMC）以其谐波低、效率高、耐压性好、输出电能质量高、易构成多端等优异的性能，被广泛应用在大功率和高压场合，特别是在高压直流（High Voltage Direct Current，HVDC）场合[5]，[6]。目前Trans Bay Cable、上海南汇、南澳三端等多个国内外风电场工程项目都采用MMC-HVDC进行电能的传输和并网。但海上风电采用MMC-HVDC进行系统的电能传输与并网时，海上风电场的中压交流海底集电系统在与MMC换流站连接前，通常经交流变压器先升压，再通过高压交流电缆与海上MMC换流站连接，大大增加了海上平台的面积和重量[7]，[8]。文献[9]研究发现，MMC调制比在0～1时，可以很好地连接低压交流系统和高压直流系统。因此，为了简化系统的电路变换环节，减小海上平台的体积和重量，本文采用低调制比的MMC，直接连接中压交流海底集电系统和高压直流传输系统。MMC在低调制比工作下系统损耗增加、效率降低，对系统具有危害的环流增加，子模块电容电压波动增大，从而引起输出电压不稳定[10]。但文献[11]研究表明，MMC输出电压的波动率的变化对电容电压波动率的变化并不敏感，并通过大量的仿真得出即使MMC的电容电压波动率达到75%，MMC也能稳定运行，并不影响对输出交流侧或直流侧的控制。文献[12]提到当MMC的电压调制比从1降到0.2时，虽然系统损耗增加一倍，但效率可以保持在98%左右。

与其他的换流器相比，MMC在效率方面仍然具有优越性，低电压调制比MMC具有能量双向流动，更易构成多端、谐波教小，本文所提方案省去了交流变压器，在成本上也有一定的优势。但是低调制比下运行时，MMC环流将引入大量低频谐波，从而增加系统损耗、减少开关器件寿命，降低系统性能及稳定性[13]。因此本文对低电压调制比状态下MMC的能量波动和环流进行了分析，并提出了基于准比例谐振 （Quasi-Proportional Resonance，QPR）的环流抑制措施，最后通过PSCAD/EMTDC进行了仿真验证。

1 MMC拓扑结构与数学模型分析

MMC主电路的拓扑结构如图1所示。

图1 MMC拓扑结构Fig.1 Structure of modular multilevel converter

MMC由3相、6桥臂构成。桥臂电感L0和N个结构、工作特性完全一致的子模块（Submodule,SM）级联构成一个桥臂。图中：usa，usb，usc分别为MMC输入电压；isa，isb，isc分别为MMC输入电流；ipj，inj分别为流过MMC每相上、下桥臂的电流（j=a，b，c）；Udc，Idc分别为MMC直流侧输出电压、电流；upj，unj分别为上下桥臂所有子模块的输出电压。为了维持MMC直流侧输出电压Udc的稳定，每个相单元任意时刻工作在投入状态的SM数目为N。子模块由两个IGBT（T1，T2）、两个二极管（D1，D2）和电容C构成。Usm为SM两端输出电压；ism为流入SM的电流。SM共有3种工作状态，6种工作模式，具体的工作状态如表1所示。

表1 子模块的工作状态Table 1 Working status of submodule

当MMC正常运行时，SM不会出现闭锁状态，从表中可以看出，SM中T1，T2的通、断情况决定着SM的工作状态是投入还是切除。

根据图1可得MMC交、直流侧特性的微分方程分别为

式中：uj为MMC各相单元中虚拟等电位点处的相电压。

2 低调制比下MMC的能量波动原理与环流分析

2.1 低调制比下MMC的能量波动原理

一般情况下，海上风电场输出电能需要先经升压站将电压从中压等级转变为高压等级，以交流形式将电能传输至换流站，此时MMC海上换流站连接高压交流和高压直流，MMC的电压调制比基本为1，即MMC交流侧电压幅值为直流侧电压的1/2左右。本文采用MMC换流站直接连接海上风电场集电网和高压直流传输系统，此时MMC集升压与整流为一体，它所连接的交流侧电压幅值远远小于其直流侧电压值，因此MMC工作在低调制比状态。

子模块电容的能量波动值为

式中：C为子模块的电容值；Uc为子模块电容电压的参考值。

将桥臂的第j个SM的电容电压值表示为

式中：S为开关函数，代表桥臂第j个SM的工作状态，当S为1时，SM工作在投入状态，当S为0时，SM工作在切除状态。

根据上述分析可知，当MMC工作在低调制比状态时，SM的能量波动和电容电压波动增大，MMC各相单元的电压波动也随之增大，MMC各相单元电压uj与Udc的不一致导致了环流的产生。

2.2 环流分析

MMC主电路结构对称，各相工作情况完全一样，因此本文以A相为例，对MMC进行环流分析，其等效电路如图2所示。

图2 A相等效电路图Fig.2 Phase A equivalent circuit diagram

根据基尔霍夫电流定律（KCL）、基尔霍夫电压定律（KVL），A相上下桥臂的电压、电流分别为

式中：Um，Im分别为MMC中A相输入相电压、相电流的幅值。

由式（9），（10）得到上、下桥臂的能量分别为

根据式（11）可知，基频分量在上下桥臂造成的能量波动一致，方向相反，在一个周期内可以相互抵消，但二倍频分量叠加。将上下桥臂当作一个整体时，由式（12）可知，其相电压肯定含有二倍频分量，桥臂电压必然也含有二倍频分量。因此MMC的A相上下桥臂电压、电流可以进一步修正为

对修正后的upa-1，una-1，ipa-1，ina-1分析可得，A相桥臂能量中肯定含有四倍频分量，因此A相桥臂电压、电流肯定含有四倍频分量。以此类推，可得MMC的A相环流中不仅含有直流分量、二倍频，还含有少量的四倍频、六倍频等分量，同理，B，C相也是如此。

3 环流抑制措施

根据上文能量波动和环流分析可知，MMC在低电压调制比状态工作时，MMC的各相能量波动增加，各相桥臂电流含有环流成分，且环流以二倍频分量为主。环流的存在导致系统损耗增加，严重时会危害MMC的稳定性，因此必须采取一定的措施对MMC的内部环流进行抑制。

传统的环流抑制采用比例积分（Proportional Integral，PI）控制，无法对icirj实现无静差跟踪，且一般需要利用负序坐标变换将icirj从交流变化为直流，控制设计复杂[14]。比例谐振（Proportional Resonance，PR）控制能够很好的跟踪交流输入量，在ω0处有一个无限大的增益，ω0之外增益为0，但实际系统运行时，系统的频率并不恒定，存在一定波动[15]。准比例谐振（QPR）包含PR对交流信号进行无静差跟踪的优点，同时又增大了控制频率范围ωc，即增大QPR在ω0附近的增益。因此本文采用QPR进行环流抑制，QPR的传递函数为

式中：kp为比例系数；kr为广义积分系数；ω0为谐振频率；ωc为截止频率。

通过调节ωc的大小，可以增大控制器的频率范围。QPR控制器的波德图如图3所示。

图3 QPR控制器的波德图Fig.3 Bode plot of QPR controller

由图3可以看出，输入信号在ω0附近具有较大增益的频带，从而减小了频率波动给系统运行造成的影响。低电压调制比状态下MMC基于QPR环流抑制措施如图4所示。由图4可以看出，MMC上下桥臂电流ipj，inj相加后乘以1/2，可以得到任一时刻流过上下桥臂的环流实际值icirj。利用低通滤波器（LPF）滤掉高频部分，从而得到icirj中的直流分量，再与icirj相比较可以得出二倍频分量的实际值。子模块电容电压的参考数值和平均数值相减后，通过PI环节获得了环流的参考值icirj*，icirj*经过LPF滤除高频部分后获得icirj*的直流分量值，icirj*的直流分量值和icirj*相比较，得到了环流二倍频的理想值，理想值与实际值相减，最后通过QPR环节对环流进行抑制。

图4 环流抑制策略图Fig.4 Circulation suppression strategy diagram

4 仿真及结果分析

为了验证低电压调制比MMC，在连接海上风电中压交流集电网络和高压直流传输系统后的有效性，以及QPR的环流抑制效果，本文通过PSCAD/EMTDC软件平台搭建了海上风电经MMC-HVDC并网的双端系统模型，如图5所示。为了简化系统分析，本文将海上风电场等效为电压源，陆上换流站采用二电平的电压源换流器（VSC）。

图5 系统结构图Fig.5 System structure diagram

设置海上风电中压交流集电网络电压为35 kV，高压直流传输系统电压为200 kV，MMC电压调制比为0.29，具体参数设计如表2所示。

表2 MMC具体参数Table 2 MMC specific parameter

系统仿真时须要对MMC预充电，因此前0.6 s对MMC预充电，0.62 s时系统解锁，MMC-VSC双端系统运行，仿真结果如图6所示。

图6 系统仿真图Fig.6 System simulation diagram

系统解锁后，MMC一开始采用传统的PI控制器进行环流抑制，1.2 s时启动QPR控制器对环流进行抑制。由图6（a）仿真可知，A相电压电流相位相同，MMC工作在单位功率因数状态。由图6（b）可以看出，0.6 s时MMC预充电完成，所有SM的电容电压达到参考值20 kV，0.62 s系统解锁后MMC迅速达到稳态正常运行。由图6（c）可以看出，采用PI控制器对环流进行抑制时环流较大，1.2 s启动QPR控制器对环流进行抑制后，环流抑制效果良好，A相的环流大大减小，基本接近于0。由图6（d）可以看出，采用PI控制器对环流进行抑制时子模块电容电压上下波动15%，采用QPR控制器对环流进行抑制时子模块电容电压上下波动6.5%。可以看出，系统启动QPR控制器抑制环流时，子模块的电容电压波动相比于采用PI控制器进行环流抑制时也得到了一定的抑制。

5 结论

本文提出一种采用低调制比MMC，直接连接海上风电场中压交流集电网和高压直流传输系统的方案，并对低调制比下的能量波动和环流进行分析，提出相应的控制策略。最后通过仿真分析得到以下结论。

①采用MMC作为海上换流站，直接连接风电场中压集电网和高压直流传输系统，集升压和整流功能为一体，省去了传统的交流变压器，大大减小了海上平台的体积和重量。

②通过对低电压调制比下的MMC的能量波动和环流分析，低调制比下MMC的能量波动增大，桥臂环流以二倍频为主，并基于QPR提出相应的环流抑制策略。

③QPR控制器相比于传统的PI控制器对环流的抑制效果更好，同时对子模块的电容电压波动也有一定的抑制效果。