带内全双工水声通信自干扰成分及信道特性分析

赵云江

（1. 中国船舶集团有限公司第七一〇研究所，湖北 宜昌 443003；2. 清江创新中心，湖北 武汉 430076）

0 引言

近年来，水下声学技术已经被广泛应用于海洋环境观测、水下信息传输、导航定位等方面[1-2]。在传统半双工水声通信系统中，通常利用通信信号帧结构中的同步信号或导频对传播信道进行估计，进而实现对期望信号的信道均衡等操作以提高通信系统稳健性[3-4]。而对于带内全双工水声（In-Band Full-Duplex Underwater Acoustic，IBFDUWA）通信系统[5-6]而言，其关键问题在于如何实现自干扰抵消（self-interference cancellation，SIC），在该过程中信道估计的对象不是期望信号而是自干扰信号。

文献[7]通过小型水池实验首次给出了自干扰信道的幅度随时延变化规律。文献[8]在有限元模型的基础上，结合1∶1比例工程样机，通过仿真及实验验证了环路自干扰（self-loop interference，SLI）的复杂性，并获得了实测的复杂自干扰信道。由文献[8]可知，当发射换能器发射声波后，声波传播到壳体并与其产生相互作用，部分能量将被壳体反射，而另外一部分能量将引起壳体受迫振动，这种由壳体振动产生的弹性波将散射到壳体周围的水域中，并由近端接收端接收。同时，还将有一部分能量将通过绕射绕过壳体传播到接收端，成为直达分量。直达声波能量与弹性波能量组合叠加在接收端上，即是壳体影响下的环路自干扰信号。文献[9]通过频域稳态的仿真，同样获得了复杂的SLI信道。

可以通过上述分析得知，与关于自干扰信道建模的已发表文献不同在于，以往研究没有考虑到环路自干扰信号的复杂构成，没有考虑到声-固耦合后的散射波对SLI信号的影响。

为了进一步体现壳体材料对自干扰强度、传播路径复杂度的影响，以及不同接收端布置下接收到的自干扰信号成分差异，对水声通信机壳体常用的6063-T83、316L制壳体材料进行仿真，通过更细致的对比得出材料及接收端布放位置对自干扰信号的影响。除壳体材料外，其他仿真参数（如发射信号等）配置与文献[8]保持一致。所述带内全双工水声通信节点简化结构及其有限元模型如图1所示。

图1 带内全双工水声通信节点简化结构、其有限元模型及接收观测点位置Fig.1 Simplified structure，finite element model and location of receiving observation points of IBFD-UWA communication modem

1 影响因素下自干扰信号波形对比与分析

为了直观体现接收端布放位置对自干扰信号的影响，分别取发射端一处、常规接收端一处、壳体侧面中心点一处；同时，为了清晰展示不同位置接收下自干扰信号波形细节，各个观测点位置接收波形采用各自归一化展示，与壳体等距离（10 cm）布放接收点进行对比，布放形式及波形幅度归一化对比图如图2所示。不同材料，在不同时刻下不同位置接收波形对应壳体附近声压分布情况如图 3（铝制壳体）、图 4（不锈钢壳体）所示。

图2 壳体不同材料、不同接收点处自干扰波形对比图Fig.2 Comparison of SI waveforms at different receiving points and with different materials of shell

图3 铝壳不同位置接收波形与壳体附近声传播过程快拍图Fig.3 Snapshots of receiving waveform at different positions of aluminum shell and sound propagation process near the shell

由图2可知，自干扰信号复杂程度由A到C逐步复杂，从峰值上看，A点由于距离发射端较近，因此峰值能量最大，C点相对A点较小，B点与C点接近，复杂度较 C点较小。由对比可知，自干扰信号形式除收到壳体材料影响外，还显著受到接收点位置影响。

基于文献[8]，可对不同位置接收点信号成分进行进一步分析与对比，具体如下：

1）A点主要成分为直达发射信号，在A、B、C三点中峰值能量最强，其中还包含壳体振动散射的信号分量，但相较直达分量而言，能量较小；

2）B点由于处于壳体侧面，由于壳体遮挡作用无法接收到直达发射信号，因此主要由衍射分量及壳体散射分量构成；

3）C点由于处于壳体顶部，同样无法接收到直达发射信号，因此主要也由衍射分量及壳体散射分量构成，但通过波形对比可知，此2种分量强度及持续时间与B点相比有明显不同。

由图3所示，铝制壳体不同位置接收波形与壳体附近声传播过程快拍图。图3中声压分布对应时间分别为 0.260 42 ms，0.635 4 ms，1.156 ms，1.552 ms，2.531 ms及 3.302 1 ms。

由图3左侧可知，C点幅值较大时刻与B点接近，同样在发射信号经过后存在持续振动但剧烈程度较C点弱。横向对比左侧（a）点可知，A、B、C三点出现能量时间顺序为发射端，壳体侧面中心点，壳体另一端点，与传播过程相符合。（b）点处所展示的为发射信号发送完毕后，C点处于峰值能量最强时刻，为衍射信号与壳体振动叠加。如图4所示，左侧为不同接收点接收波形（不锈钢壳体）各自归一化结果，右侧为对应时刻壳体附近声压分布情况，对应时间分别为0.260 42 ms，0.635 4 ms，1.187 5 ms，1.708 3 ms，2.333 ms及 2.937 5 ms。横向对比图3及图4，从壳体散射分量能量上来讲，不锈钢壳体强度弱于铝制壳体，且从图3（e）、3（f）及图4（e）、4（f）的对比可知，铝制壳体受激振动持续时间更长，因此，若从干扰成分角度考虑，在设计IBFD-UWA通信机壳体时，应考虑采用较硬材质，以降低后续散射持续时间。

图4 不锈钢壳不同位置接收波形与壳体附近声传播过程快拍图Fig.4 Snapshots of receiving waveform at different positions of stainless steel shell and sound propagation process near the shell

同时，从最佳布放位置的角度考虑，在本参数设置下，应将接收端布放在B 点位置，以从干扰峰值能量及持续时间的角度上最大程度降低自干扰信号的复杂性。因此，结合项目指标需求对材质及结构尺寸等参数进行确定后，可通过本文所述相同的分析方法，首先对预定设计进行仿真，进而选择最佳接收布置点。

2 影响因素下自干扰信号成分对比与分析

为了量化分析本参数设置下的散射分量及衍射分量能量比例，通过将仿真配置设定壳体为不可受激振动状态，即可获得无散射分量下，仅受壳体遮挡作用影响下的衍射分量，衍射分量与发射信号时域波形及频域对比图如图5所示。

图5 衍射分量与发射信号波形及频域对比Fig.5 Comparison of diffraction component and transmitted signal waveform and frequency domain

如图5所示，衍射分量信号波形形式与无壳体影响下接收型号时域波形形式基本一致，仅存在较小畸变。结合辅助仿真内容，将自干扰信号中的直达分量与衍射分量去除（A点去除直达分量，B、C两点去掉衍射分量），仅针对壳体散射分量进行分析，结果如图6-7所示。

图6 铝制壳体去除直达及衍射分量前后波形及WVD对比图Fig.6 Comparison of waveforms and WVD before and after removal of direct and diffraction components of aluminum shell

其中，为体现分量在不同时刻时主要的组成成分，对散射分量进行Wigner-Ville分布（WVD）分析。

对比图6（a）、6（b）可知：在铝制壳体中，当去除直达分量及衍射分量后，接收点 A去除直达后，峰值能量强度降低了近 6 dB，因此可知 A点主要成分为直达发射信号；而C点与B点去掉直达及衍射后峰值能量幅度变化较小（且WVD变化较小），因此可证明当接收点位置处于 B及 C点时，壳体散射分量是自干扰信号最主要成分。

由图 6（b）还可知：A点也同样会接收到散射分量，而 B点散射分量能量最弱，仅从峰值能量幅度而言，当接收端放置于B处时，所接收到的自干扰信号强度将下降超过 6 dB。当接收端放置于 C点时，所接收到的自干扰信号峰值强度基本不发生变化。

由图7可知：在以不锈钢作为壳体材料时，当去除直达分量及衍射分量后，接收点 A的峰值能量强度下降了约12 dB，B点及C点峰值强度波动较小。这一点与铝制壳体变化规律相同，但对于B点而言，强度反而有所增加，原因为去除衍射分量前，由于空间布局的位置影响，衍射分量与散射分量存在一定相位偏差，造成了一定的被动抵消，因此当衍射分量去除后，干扰峰值能量增加。横向对比图6和图7可知，仅从修改接收端布放位置，即可在降低自干扰峰值能量十余分贝。

图7 不锈钢壳体去除直达及衍射分量前后波形及WVD对比图Fig.7 Comparison of waveforms and WVD before and after removal of direct and diffraction components of stainless steel shell

综上对比可知，从干扰信号复杂度、强度等角度考虑，不锈钢制壳体相较于铝制壳体更宜作为IBFD-UWA通信机电子舱体，同时根据仿真结果可知，壳体中心侧面位置更宜适合布放接收水听器，更变结构尺寸后会有更佳的效果，这一点在文献[10]中也得到了验证。

3 自干扰信道特性分析

在本小节中，拟采用不同信道估计方法对SLI信道进行估计，基于估计结果得到残余干扰信号，并通过对比残余干扰强度，对自干扰信道的“非稀疏性”进行验证，并对信道分布进行拟合。本节中采用的自干扰信号为铝制壳体C点处仿真结果以及实测SLI信道结果，以此点对自干扰复杂性进行说明。

对比中，采用的方法为匹配追踪算法（Matching Pursuit，MP）、分段正交匹配追踪（Stagewise OMP，StOMP）[11]、压缩采样匹配追踪（Compressive Sampling MP，CoSaMP）[12]、RLS滤波器，分别从稀疏与非稀疏的角度对信道进行了估计。为了实现结果对比，在上述各类算法中，追踪路径个数设置为100，设置的原因为，当追踪的路径个数较低时，无法得到对比效果，对比结果如图8所示。其中残余信号通过了归一化幅度控制，以便于对残余信号进行横向对比。

由图 8对比结果可知，因仿真过程未引入噪声，因此 RLS算法性能最佳，残余干扰信号能量极低，CoSaMP算法在一定程度上从稀疏的角度对MP算法进行优化，需要对稀疏度进行定义，由图8可知，其在非稀疏信道下（本仿真参数下，信道受壳体影响）的表现不如 MP算法。由于 StOMP方法没有稀疏度约束，因此在众多 MP/OMP改进型算法中，以残余信号能量最低的角度，获得了最佳的干扰信道估计结果，但使用该方法需要对门限进行合理设置。

图 8 SLI信道估计结果及残余干扰信号对比图Fig. 8 Comparison of SLI channel estimation results and residual interference signals

综上所述，以非稀疏角度对自干扰信道进行估计的算法都获得了良好的结果，而在基于稀疏角度的各类算法下获得的残余信号能量相对较强。

水声通信信道常被认为服从 Rayleigh分布形式，而对于带内全双工水声通信系统而言，由于发射端与近端接收端距离过近，正常来说会存在直达信号，因此会更偏向于Rician分布，但因壳体影响导致信道复杂化，为了探究环路自干扰信道分布特性，在此通过最大似然估计方法，拟合以上述部分信道估计结果的 Rayleigh分布参数与Rician分布参数，并以此参数分别计算该参数下的 Rayleigh分布及Rician分布概率密度函数，在此基础上进行对比，对比结果如图9所示。

图9 SLI信道分布拟合对比结果Fig.9 SLI channel distribution fitting comparison results

由于图8中CoSaMP信道估计算法下的残余信号较大，无法合理的表征SLI信道，因此在本仿真中，仅采用实测SLI信道估计结果、StOMP、RLS这几种方法得到的信道估计结果进行对比。

从图9中可看出，实测信道及不同信道估计结果更贴合Rayleigh分布，同时也证明了在本书所述的带内全双工水声通信工程样机结构下，由于壳体的影响，发射端与近端接收端无直达信号。需要说明的是，由于数据量有限，在计算信道估计结果的概率密度函数时（使用 ksdensity函数），在函数中，对数据样本进行了平滑处理，导致计算结果中出现负数。

4 结束语

本文基于有限元模型与已有研究结果，对不同壳体材料及近端接收端布放位置影响下的环路自干扰信号特征进行了仿真与分析，仿真结果表明壳体材料与接收位置对SLI强度影响巨大，差异可达到十余分贝（如本仿真设置情况）。对不同位置处所接收的SLI成分进行了分析，可知3个不同位置处接收到的SLI的最主要成分因成因不同导致有显著差异。在该仿真参数设置下，可由本文分析可知，从降低 SLI信号强度的角度出发，应选用316L作为IBFD-UWA通信电子舱体壳体材料，同时应将接收端不放置中部侧面位置，基于本文所述思路，可针对具体问题与实际应用需求进行具体分析。

通过不同算法对 SLI信道进行了估计并基于估计结果计算了残余干扰信号，结果表明基于稀疏理念的信道估计方法在带内全双工水声通信系统中的应用效果有限，因此在进行SLI信道估计时，因采用非稀疏角度的信道估计方法，如 RLS自适应滤波器等。同时基于仿真与实测结果，对 SLI信道分布特征进行了拟合，拟合结果表明，SLI信道更接近Rayleigh分布，可为后续自干扰信道假设提供理论基础，支撑未来模拟域自干扰抵消及数字域自干扰抵消理论仿真。