一种基于多模谐振的宽带贴片天线设计

王 浩， 张 旭， 裴立力， 陈新伟， 韩国瑞

(山西大学 物理电子工程学院， 山西 太原 030006)

0 引 言

随着无线通信技术的发展， 宽带无线接入技术因其高传输速率、 大容量、 低功耗等众多优点,成为未来无线通信发展的热点. 而宽带天线作为无线通信系统中一种发射或接收电磁波的关键器件,受到了广泛的关注和研究.

目前， 宽带天线的设计方法大致分为4种： 第1种是采用一个或多个寄生贴片， 在频带内形成多个寄生谐振频率实现带宽的展宽； 文献[1] 通过在馈电贴片的上方放置一个寄生贴片， 从而引入新的谐振频率， 实现了7%的阻抗带宽. 文献[2] 通过在两个堆叠的介质基板上分别印刷一个寄生贴片和一个2×2的寄生阵列贴片单元， 引入了额外的谐振频率， 从而实现了7.4%的阻抗带宽； 文献[3]将两个介质基板堆叠放置， 分别在两个基板上印刷一个贴片， 产生两个不同的谐振频率， 实现25%的阻抗带宽； 文献[4]在一对蝶形偶极子周围增加4个扇形寄生单元， 引入额外的谐振频率， 天线的阻抗带宽达到了48%； 文献[5]通过在4个驱动贴片的边缘引入4个寄生贴片， 产生了额外的谐振频率， 展宽了天线的轴比带宽， 实现了19.5%的阻抗带宽. 然而， 采用1个或多个寄生贴片的技术会增加天线的尺寸， 不利于天线的小型化. 第2种是采用临近耦合馈电结构来展宽带宽； 文献[6]中L型探针耦合馈电和文献[7] 中的T型探针耦合馈电， 分别实现了36%和41%的阻抗带宽. 但是引入的L型探针和T型探针馈电结构增加了天线的剖面高度. 第3种是加载电容或电感单元结构， 产生新的谐振， 从而展宽天线带宽； 文献[8]对一个宽臂偶极子天线采用渐变结构的双面平行带线进行馈电， 实现了44%的阻抗带宽； 文献[9]通过在中心馈电的圆形贴片外加载耦合圆环, 并在圆环外边缘对称地加载6个短截线的方式产生了3个谐振模式， 展宽了天线的工作带宽， 实现了17.6%的阻抗带宽； 文献[10] 在贴片上蚀刻E型槽和U型槽， 引入额外的谐振频率， 天线的阻抗带宽可以达到26.9%. 然而， 蚀刻的缝隙会破坏天线结构的对称性， 导致交叉极化增大. 第4种是通过同时激励天线的多个谐振模式来实现宽带特性； 文献[11] 通过蚀刻缝隙激励天线的TM10和TM01模式， 在天线的超低剖面下获得约3.8%的阻抗带宽. 但是辐射贴片上蚀刻的缝隙破坏了结构的对称性， 产生了高的交叉极化； 文献[12]通过在贴片的特定位置对称蚀刻缝隙， 激励天线的TM30和TM50两种模式共同谐振来增加带宽， 实现了6.1% 的阻抗带宽； 文献[13]通过在辐射贴片的中间位置蚀刻缝隙， 激励起缝隙模式， 与天线的TM10和TM12两种模式共同谐振来展宽工作带宽， 实现了55% 的阻抗带宽； 文献[14]通过在辐射贴片和接地板之间加载短路针， 可以同时激励TM10和TM30两种模式， 从而产生15.2%的阻抗带宽. 但是， 直接采用高阶模式的辐射时， 会在辐射方向上出现辐射零点， 从而使得方向图会发生分瓣现象.

为改善高阶模式的辐射方向图， 本文设计了一种基于多模谐振的宽带贴片天线. 首先， 通过在一个矩形贴片上蚀刻两条缝隙的方式， 使天线工作在TM10和反相TM30两个正交的模式来展宽天线的带宽； 其次， 在贴片的4个顶角处蚀刻方形缝隙改善天线低频处的阻抗匹配， 有效激励起缝隙模式， 进一步展宽天线的工作带宽； 最后， 采用缝隙耦合馈电的方式同时激励这3个工作模式， 实现一个宽的阻抗带宽. 获得宽带的同时， 天线实现了良好的宽边方向辐射性能.

1 多模谐振天线的设计

本文设计的宽带贴片天线结构如图 1 所示. 天线由两层介质基板组成， 上层介质基板为F4B， 相对介电常数为2.2， 损耗角正切为0.002， 厚度h1=2 mm. 下层介质基板为FR4， 相对介电常数为 4.4， 损耗角正切为0.02， 厚度h2=1.6 mm. 两层介质基板的长宽均为l1和w1， 并通过高度h=2.8 mm的空气层隔开， 增加空气层使得整个天线的等效介电常数降低， 天线可以获得一个比较宽的工作带宽. 在上层介质基板的上表面印刷了一个长度为l， 宽度为w的辐射贴片.同时， 关于y轴对称蚀刻了两个宽度为s的缝隙， 将整个贴片分为3个贴片.中间贴片的宽度为wm， 左右两侧的贴片宽度为ws.缝隙的引入， 使缝隙两侧产生的电场和贴片产生的电场相叠加， 产生一个反相TM30模式的工作模式， 通过调整缝隙的位置和宽度， 使TM10模式和反相TM30模式的谐振频率相互靠近， 两种模式共同谐振实现宽带.在左右两侧的辐射贴片外侧顶角处蚀刻4个边长为p的方形缝隙， 改善了天线低频处的阻抗匹配， 有效激励起缝隙模式， 进一步展宽天线的工作带宽.下层介质基板的上表面是与基板长宽一致， 长度为l1， 宽度为w1的接地板.工作在奇数阶模式的辐射贴片的中心为电场零点； 工作在偶数阶模式的辐射贴片的中心为电场峰值.为了激励TM10模式和反相TM30模式奇数阶工作模式， 在辐射贴片的中心位置进行馈电.在接地板上蚀刻了长度为l2， 宽度为w2的缝隙， 与顶层辐射贴片的中心线所对应.基板的下表面印刷了长度为l3， 宽度为w3的微带馈电线， 通过上表面的缝隙为顶层贴片耦合馈电.为了改善天线的阻抗匹配， 微带线的终端加载宽度为w4的方形贴片. 表 1 列出了图 1 天线结构的具体尺寸.

图 1 设计天线的结构

表 1 天线各部分的尺寸

2 天线的工作模式

2.1 TM10 模式和反相TM30模式

根据特征模理论， 天线每一个谐振模式都对应一个特征模， 由于其相应的特征电流都是正交的， 所以这些天线的谐振模式是正交的. 蚀刻缝隙前不同工作模式下电场的示意图如图 2 所示. 图 2(a) 是蚀刻缝隙前矩形贴片TM10模式的电场分布图， 电场方向沿x轴方向由正向变化为反向， 存在一个电场零点. 可知TM10模式时， 贴片与接地板之间的电场变化是一致的. 图 2(b) 是蚀刻缝隙前矩形贴片TM30模式的电场分布图. 此时电场方向沿x轴方向正反交替变化3次， 存在3个电场零点. 相比于TM10模式， 贴片中间的电场是由反向变为正向， 与两侧的电场变化不一致.

(a) TM10模式

蚀刻缝隙后不同工作模式下电场的示意图如图 3 所示. 图 3(a) 是蚀刻缝隙后矩形贴片TM10模式的电场分布图. 蚀刻缝隙后， 缝隙两侧产生的电场和贴片产生的电场相叠加， 电场方向沿x轴方向由正向变化为反向， 存在一个电场零点， 叠加后的场分布与蚀刻缝隙前的TM10模式的电场分布一致. 为了改变TM30模式电场的分布， 可以通过蚀刻缝隙构成反相TM30模式， 其电场分布如图 3(b)所示. 由于缝隙上存在强的耦合电流， 使得缝隙两侧的电场方向发生了突变， 因此， 反相TM30模式时， 贴片上的电场方向3次均由正向变为反向.

(a) TM10模式

图 4 给出了TM30模和反相TM30模的辐射方向图. 从图 4(a) 中可以看出， 由于TM30模的电场变化不一致， 导致TM30模在主辐射方向出现辐射两个零点， 辐射方向图发生了明显的分瓣. 由图 4(b) 可知， 在矩形贴片上刻蚀缝隙后， 反相TM30模沿贴片水平方向的电流方向没有改变， 因而主辐射方向无辐射零点， 因此， 分瓣现象得到改善， 实现了良好的宽边辐射.

(a) TM30模

根据不同wm/l的输入， 阻抗为50 Ω时可确定f10和f30的谐振频率， 根据谐振点处的电场分布可确定相应的工作模式. 图 5 给出了wm/l对两个谐振频率及其频率比f30/f10的影响.当wm/l=0 即未蚀刻缝隙时，f10和f30的谐振频率分别为 1.01 GHz 和2.98 GHz， 频率比f30/f10约为 2.95. 当wm/l变化时，f30/f10的频率比也随之变化， 当wm/l=0.29时， 频率比f30/f10达到最小值为1.09.此时可以通过同时激励f30和f10两个模式获得宽的带宽. 这种方法与在主辐射贴片两侧放置寄生贴片来展宽带宽的方法不同.

图 5 wm/l对两个谐振频率及其频率比f30/ f10的影响

3 天线的关键参数

图 6 给出了缝隙宽度p对天线S参数的影响.当p=0 mm， 即未蚀刻方形槽时， 2.2 GHz处存在一个谐振点， 但是阻抗匹配较差. 随着缝隙宽度p的增加， 2.2 GHz处的阻抗匹配得到改善， 缝隙模式得以有效激励. 缝隙宽度增加后， 缝隙边缘流动的电流路径变长，f1向低频移动， 而对f2和f3几乎没有影响.p=3.5 mm时， 天线的相对带宽从27.1%增加到27.9%， 展宽了天线的工作带宽.p=7mm时， 高频段处的阻抗匹配恶化， 2.6 GHz处的S11接近-10 dB. 而p=10.5 mm 时， 2.3 GHz处的S11>-10 dB， 导致出现了双频带. 因此缝隙宽度p为3.5mm时， 可以获得一个较宽的工作带宽.

图 6 缝隙宽度p对天线S参数的影响

图 7 给出了通缝宽度s对天线S参数的影响.当s=0 mm， 即未蚀刻缝隙时， 低频段的阻抗匹配较差， 高频处的阻抗匹配较好. 随着通缝宽度s的逐渐增加， 整个工作频带内的阻抗匹配得到改善.s=4.2 mm时， 整个工作频带内的阻抗匹配均在-20 dB. 通缝宽度s对天线辐射方向图的影响如图 8 所示，s=0 mm时， 辐射贴片未蚀刻缝隙， 工作模式为TM30模， 辐射方向图发生了明显的分瓣. 当s增加到4.4 mm时，E面的旁瓣水平逐渐减小， 波束宽度更宽， 但是-10 dB工作带宽也逐渐变窄.s=4.2 mm时天线的工作带宽较宽且辐射方向图的旁瓣水平得到改善， 所以本文选取s=4.2 mm.

图7 通缝宽度s对天线S参数的影响

图 8 通缝宽度s对天线辐射方向图的影响

接地板缝隙长度l2对天线S参数的影响如图 9 所示.随着缝隙长度l2的逐渐增加， 高频处的阻抗匹配得到改善， 而低频处的阻抗匹配变差.l2=31 mm时， 低频的阻抗匹配较好， 高频处的阻抗匹配较差， 工作频带为2.18 GHz～2.78 GHz， 相对带宽为24.2%；l2=35 mm时， 2.3 GHz处的S11>-10 dB， 导致工作频带变窄， 天线的相对带宽为18.9%.l2=33 mm时， 工作频带内的阻抗匹配均在-20 dB以下且天线的相对带宽为27.9%， 所以本文选取l2=33 mm.

图 9 接地板缝隙长度l2对天线S参数的影响

图 10 给出了空气层高度h对天线S参数的影响.h=2.4 mm时， 低频和高频处的阻抗匹配良好， 但是天线的工作带宽较窄， 工作频带为 2.1 GHz～2.7 GHz， 相对带宽为25%.h=2.8 mm 时， 天线在整个工作频带内的阻抗匹配较好且3个谐振频率处的S11均小于-20 dB， 天线的相对带宽为27.9%. 当h=3.2 mm时， 高频段的阻抗匹配恶化， 天线的工作频带为2.12 GHz～2.79 GHz， 相对带宽为27.3%. 因此， 仿真结果表明， 所设计天线的良好阻抗匹配以及宽的工作带宽是在h=2.8 mm时得到的.

图 10 空气层高度h对天线S参数的影响

4 天线的电场仿真结果

图 11 给出了设计天线在不同谐振频率处的电场分布.

(a) 2.20 GHz

图 11(a) 是2.20 GHz的电场分布图. 左右两侧贴片的电场方向沿x轴均由正向变化为反向， 中间贴片电场方向则与两侧相反. 左右两侧贴片处的电场强度较弱， 中间贴片处的电场强度较强， 因此， 叠加后的场分布取决于中间贴片的电场， 从而可以获得一个较好的宽边辐射方向图. 图 11(b) 是2.46 GHz的电场分布图. 整个贴片上的电场方向沿x轴由正向变化为反向， 存在一个电场零点， 与图 2(a) TM10模电场示意图电场分布一致， 表明在工作频带内2.46 GHz谐振频率处激励了TM10工作模式. 2.70 GHz的电场分布图如图 11(c) 所示， 电场方向沿x轴均由正向变化为反向， 与图 3(b) 反相TM30模电场分布一致. 3个贴片上的电场变化一致， 导致贴片上的表面电流分布沿x轴同相， 因此辐射方向图分瓣现象改善.

5 天线的测量结果

图 12 是设计天线的加工实物图. 天线的整体尺寸为200 mm×50 mm×5.4 mm. 天线的正面印刷了一个蚀刻有两条缝隙的矩形辐射贴片. 通过两条缝隙， 将整个贴片分为3个贴片， 左右两侧的辐射贴片外侧顶角处蚀刻了4个方形缝隙， 背面50 Ω的微带馈电线与SMA接头相连. 在介质基板的4个顶角通过塑料螺钉将两层介质基板固定.

(a) 天线正面图

图 13 给出了设计天线的仿真和测量S参数.

图 13 设计天线的仿真和测量S参数

如图 13 所示， 仿真的-10 dB工作频带为 2.09 GHz～2.79 GHz， 天线的 3个谐振频率分别在2.2 GHz, 2.46 GHz和2.7 GHz. 天线测量的工作频带为2.09 GHz～2.77 GHz， 3个谐振频率分别在2.22 GHz, 2.38 GHz和2.69 GHz， 相对带宽为 27.9%. 测量的S参数曲线与仿真的S曲线发生偏移， 可能是加工天线时存在误差导致的.

图 14 是天线在2.20 GHz， 2.46 GHz和 2.7 GHz 时的辐射方向图.

(a) 2.20 GHz H-plane

由图 14 可知， 天线在3个频率处仿真的H面方向图近似于全向的辐射， 而在2.20 GHz处测量的方向图在背向辐射出现纹波， 可能是实际加工的天线接地板有限导致的. 由于设计天线结构的对称性， 3个谐振频率处测量的交叉极化均小于-30 dB. 此外，E面辐射方向图的前后比均大于12.4 dB， 实现了较好的前向辐射.

图 15 给出了天线增益的仿真和测量结果. 从图 15 可以看出， 在2.09 GHz～2.79 GHz的工作频带中， 天线仿真的峰值增益为8.3 dBi， 测量的峰值增益为6.3 dBi. 测量结果比仿真结果总体小2.0 dBi， 可能是由于介质的损耗引起的.

图 15 天线增益的仿真和测量结果

6 结 论

本文设计了一种基于多模谐振的宽带天线. 通过在一个矩形贴片上蚀刻两条缝隙的方式， 使天线同时工作在TM10模式和反相TM30模式两个正交的模式来展宽天线的带宽. 另外， 通过在左右两侧的辐射贴片顶角处蚀刻4个方形缝隙， 改善天线低频处的阻抗匹配， 有效激励起缝隙模式， 进一步展宽天线的工作带宽. 测量结果和仿真结果吻合良好， 天线测量的工作频带为2.09 GHz～2.77 GHz， 相对带宽为27.9%. 此外， 天线实现了良好的宽边方向的辐射， 峰值增益达到了6.3 dBi.