S/C波段低剖面圆极化共口径天线

李建峰 王野 孙保华 王海鹏 张闻涛 王鹏飞

摘 要： 作为弹载系统发射和接收电磁波的装置，弹载天线的功能日益丰富，设计的共口径天线可以提高导弹导引部的口径利用率，同时有效避免天线间的辐射干扰。本文以导弹导引天线为应用背景，基于微带圆极化天线理论，高频C波段部分对矩形微带天线采用顺序旋转馈电技术，低频S波段部分对十字微带天线采用正交双馈技术，采用嵌套式的共口径天线结构，实现共口径天线设计。仿真及实验结果表明，天线整体尺寸为63 mm×63 mm×1.574 mm，在4.87～5.13 GHz和2.49～2.51 GHz频段内回波反射系数小于-10 dB，高频天线的相对带宽为8.1%，低频天线的相对带宽为0.4%。两天线在中心频率处最大辐射方向的轴比均小于3 dB。实验数据表明设计应用于弹载天线导引部的共口径天线可以明显提高导引部的口径利用率，同时有效消除由互耦导致的各天线辐射特性的恶化。

关键词：圆极化；共口径；双频；低剖面；微带天线；电磁波；弹载系统

中图分类号： TJ765

文献标识码：A

文章编号：1673-5048（2022）05-0114-05

DOI：10.12132/ISSN.1673-5048.2022.0059

0 引  言

现代战争要求武器装备上尽可能多地集成诸如通信、跟踪、制导、敌我识别等多功能的天线系统，用来满足对不同频段、不同功能的通信需求，以达到提高口径利用率，增加通信容量的目的。

设计低剖面、小尺寸的共口径天线系统可有效提高弹载系统的空间利用率，然而将多副天线安装于固定且紧凑的空间之内，天线之间会产生一定程度的耦合，从而导致天线性能恶化。如何合理地消除或避免不同功能天线间的相互耦合，是共口径天线设计中亟待解决的难点问题。

根据共口径天线的空间布局、结构特点以及解决天线间相互干扰的思路等差异，常见的共口径天线可以分为四种。

第一种，高低频稀疏阵组合结构。该结构的设计特点是在单个尺寸足够大的天线单元或者天线阵列的局部位置设计另外一副不同类型的天线。Zhuo和Wei等分别设计了P/Ku共口径微带天线和X/Ka波段的共口径天线阵，高频天线只占据低频波段天线单元/天线阵的中间极小的空间，因此，高频段天线对低频段天线的辐射遮挡可以忽略不计，从而避免了天线间的干扰［1-2］。

第二种，部分结构复用。Zhang和Wu等提出了双频化共口径天线［3-4］。在保证高频天线正常工作的前提下，将结构整体作为低频辐射单元向外辐射低频电磁波。这种设计结构通过辐射体复用，实现了较高的口径效率。

第三种，基于滤波结构。滤波结构有电路滤波和频率选择表面（Frequency Selective Surface，FSS）場滤波两种方式。Liu和Sun等提出了基于电路滤波结构的共口径天线［5-6］，分别通过在馈电线附近加载“C”型和“L”型滤波结构和偶极子臂截断处加载滤波电路的形式，降低了两个频段天线间的耦合，阻断高频天线在低频天线上形成的高频感应电流，保证了两个频段天线能够独立工作。

2019年， Zhu等利用场滤波结构（FSS），设计了一种应用于无线通信的共口径基站天线［7］。高低频天线间插入了FSS（对低频天线呈现透射特性，对高频天线则呈现

带阻特性），保证了天线间的良好隔离度。

第四种，基于交织结构。常见有两种设计思路：一种为开窗式的设计思路，即通过在低频天线上开窗让高频天线辐射的电磁波能够透过，同时还不影响低频天线的辐射特性［8-9］；另一种则为嵌套式的设计思路，通过将低频天线嵌入高频天线的阵列间隙中，达到抑制高低频天线间由于耦合导致的远场辐射特性的恶化［10-12］。

结合目标工作频段和装配要求，本文采用嵌套式的共口径天线结构，将S波段和C波段天线单元置于同一口径面内。首先，通过优化尺寸和结构，设计出满足指标要求的共口径天线单元，并针对两个频段的天线设计对应的馈电网络；最后，加工并测试了天线样机，实验和仿真结果展现了较高的吻合度，满足了设计要求。

1 S/C波段天线单元设计

1.1 C波段圆极化天线的设计

（1） C波段圆极化天线单元设计

圆极化天线可以通过在微带矩形辐射贴片上切角处理，来激励产生圆极化波［13］。在Ansoft HFSS软件中建模仿真，天线结构如图1所示。介质基板采用Rogers RO5880，相对介电常数εr=2.2，其厚度为h。

在工作频带内（4.87～5.13 GHz），优化天线单元模型尺寸，wp =19.5 mm，a =3 mm，wf=1 mm，wg=40 mm，h =0.787 mm，使天线谐振中心频率处于5 GHz。该天线单元频带内的回波反射系数随频率变化曲线及其在最大辐射方向的轴比如图2～3所示。

由图可知，采用100 Ω的理想端口对天线单元馈电，天线端口回波反射系数S11带宽达4.7%。然而，就理论而言，这种单纯通过调节切角尺寸来调节阻抗带宽的形式，不可避免地影响了天线的圆极化特性。天线单元在最大辐射方向的轴比达到8 dB，导致其圆极化性能急剧恶化。为了改善C波段天线的圆极化特性，对其进行了旋转馈电的设计。

（2） C波段顺序旋转馈电的圆极化天线的设计

采用顺序旋转馈电技术［14］可以使任意极化方式的天线单元辐射有圆极化波，从而有效地改善天线的轴比带宽。如图4所示，天线结构由2×2个天线单元，按顺时针排列组成。该结构布局形式上更加对称紧凑，同时为放置低频天线及馈电结构预留出了更加富余的空间。本文所使用的馈电网络及等效电路图分别如图5所示。Zin表示输入端口1的输入阻抗，Z0表示端口2～5的输出阻抗对应着天线单元的输入阻抗。每个端口等功率分配端口输入的能量，Z8是为了用阻抗变换段调节Zin1与输入阻抗Zin的匹配，因此，得到各阻抗变换段具体的阻抗：Z8=Zin1Zin，Z2=1/（3Z0），Z4=1/（2Z0），Z6=Z0。在这个馈电网络中的四个输出端口，其中Z2，Z4，Z6三段传输线实现了顺序旋转馈电，各输出端口依次相位相差90°，而Z2，Z4，Z6，Z8则共同作用为阻抗变换线，最终该馈电网络实现各端口等功率，相位依次滞后90°的能量输出。图6所示的S参数结果表明，与单天线单元相比，2×2的圆极化天线组合的回波反射系数在C波段工作频带内均小于-10 dB，同时四个端口之间的隔离度均大于20 dB，具有良好的隔离度，抑制了天线单元间的互耦影响。

如图7所示，顺序旋转馈电技术的圆极化天线，在中心频率5 GHz，xoz面和yoz面内，轴比参数在主方向±30°目标范围内均小于3 dB。

1.2 S波段正交双馈圆极化天线的设计

相比C波段天线单元，S波段微带贴片尺寸较大，不加处理地将高低频天线直接置于同一口径中，势必会由于遮挡等因素引起较强的互耦，从而导致天线性能恶化。因此，有必要在共口径天线的结构上做调整优化。文献［6-7］采用的加载滤波结构方法，可以有效去除耦合，但会增加设计难度和制造成本。采用高低频嵌套结构，选取宽度合适的S波段十字贴片天线，嵌套于C波段天线空隙，可以较好地避免遮挡带来的耦合问题。

十字贴片正交双馈圆极化微带天线采用双层Rogers RO5880介质基板，相对介电常数εr=2.2，两层板厚度h =0.787 mm，采用非接触微带线耦合馈电。其基本结构如图8所示，十字贴片位于最上层介质板的上表面，正交的微带馈电线夹于两层介质板之间，下层介质板的下表面为微带天线和微带馈电网络共同的金属地板。十字贴片的宽度wp=4.5 mm，长度lp=42 mm，馈电微带线宽wf=0.5 mm，并延伸到贴片下1 mm处，介质板长宽均为wg=60 mm。

沿x轴和y轴的贴片有相同幅度激励时，十字贴片会产生两个正交的线极化波；同时，若激励相位又相差90°，便会产生两个相互正交、相位相差90°的线极化波，在远场叠加后形成圆极化辐射特性。优化后的回波反射系数如图9所示，在2.4～3.0 GHz频段内有两个谐振点，分别对应微带天线的两个工作模式。位于2.5 GHz的谐振点，端口间隔离度基本小于-20 dB，而在2.8 GHz时，端口隔离度仅为1.5 dB，性能显著恶化。天线在2.5 GHz频段能够表现出良好圆极化辐射特性。

通过优化馈线延伸到十字贴片下的长度lf，得到了S波段最大辐射方向的轴比，如图10所示。由于两个极化方向的电流存在交叠，天线在最大辐射方向的轴比并不能得到理想的0 dB，而是在1.1 dB左右，但结果能较好地满足圆极化辐射。在2.5 GHz，天线远场左旋及右旋方向图在xoz面和yoz面如图11所示，主方向极化鉴别率大于20 dB，具有较好的圆极化辐射特性。

2 S/C波段共口径天线设计

基于以上两种频段的天线单元，设计一种结构紧凑

的S/C波段共口径圆极化天线。天线整体采用双层介质板结构，结构布局如图12所示。S波段低频十字贴片位于上层介质板上表面，C波段高频顺序旋转馈电圆极化微带天线和S波段天线的正交馈电的微带线位于中间夹层，最下层面为金属接地板。

双层介质基板采用Rogers RO5880，相对介电常数εr=2.2，两层介质基板厚度h =0.787 mm。优化后的天线参数：S波段十字贴片宽度wpl=4.6 mm，长度lpl=42 mm，其微带馈电线线宽wfl=0.5 mm，馈线延伸到贴片下的长度lf1=1 mm；C波段微带天线方形贴片长和宽wph=19.3 mm，倒角长度a =1.7 mm，馈线wfh=0.8 mm；两副天线的共用接金属地板长宽均为wg=63 mm。

C波段天线的回波反射系数和端口隔离度如图13（a）所示，天线带宽（S11＜-10 dB）为4.87～5.13 GHz，相对带宽为5.4%，端口间隔离度均小于-13 dB；S波段天线的回波反射系数和端口隔离度如图13（b）所示，天线带宽（S11＜-10 dB）为2.49～2.51 GHz，相对带宽为0.4%，端口间隔离度均小于-20 dB；C波段和S波段天线端口间隔离度在均小于-22 dB。共口径后，各天线依然保持了较好的性能，两个天线间的耦合影响也较小。

C和S波段天线在中心频率处的轴比如图14所示。可以看出，C波段天线在xoz和yoz两个平面内的轴比都具有很好的一致性，在目标辐射角度±30°范围内轴比小于3 dB，具有良好的圆极化辐射特性；S波段天线在xoz和yoz两个平面内轴比具有良好的一致性，且在±60°范围内轴比小于3 dB。 S/C波段共口径天线的归一化远场辐射方向图如图15所示，仿真及实测结果表明，无论在C波段还是S波段，均未产生畸变，且展示了较好的一致性，进一步验证了将低频天线嵌入高频天线的间隙中避免低频天线对高频天线遮挡的有效性。

3 结  论

本文以导弹导引部共口径天线为应用背景，设计了C波段顺序旋转馈电的圆极化天线和S波段正交双馈圆极化天线。该天线通过顺序旋转馈电技术提高了阻抗匹配带宽，合理利用了高频天线的十字间隙，将十字贴片放置于十字间隙中，减小了高低频天线间的互耦，实现了S波段和C波段两天线的共口径设计，消除由于天线间互耦導致的各天线辐射特性的恶化，提高了口径利用率。仿真和实验结果展示了该天线良好的性能：在S/C波段内S11带宽分别达到40 MHz和270 MHz；轴比分别在主方向±30°和±60°范围内小于3 dB；同时，各个端口间的隔离度在S/C波段均小于-13 dB， 适合在紧凑空间内共口径工作。

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S/C Band Low Profile Circularly Polarized Shared-Aperture Antenna

Li Jianfeng1，Wang Ye1*，Sun Baohua2，Wang Haipeng2， Zhang Wentao3，Wang Pengfei3

（1. Lishui University，Lishui 323000，China；2. Xidian University，Xian 710071，China；

3. China Airborne Missile Academy，Luoyang 471009，China）

Abstract： As a device for missile-borne system to transmit and receive electromagnetic waves， the functions of missile-borne antenna are becoming more and more abundant. The shared-aperture antenna can improve the aperture utilization rate of missile seeker and can avoid radiation interference between antennas. This paper proposes a low profile circularly polarized shared-aperture antenna for missile seeker antenna based on the theory of microstrip circular polari-zed antenna. More specifically， the sequential rotation feed technology is adopted for the rectangular microstrip antenna in the high-frequency C-band part， while the orthogonal double feed technology is adopted for the cross microstrip antenna in the low-frequency S-band part. The nested shared-aperture antenna structure is adopted to realize the design of shared aperture antenna of 63 mm×63 mm×1.574 mm. The reflection coefficient is less than -10 dB in the frequency bands of 4.87～5.13 GHz and 2.49～2.51 GHz. The relative bandwidth of high-frequency antenna is 8.1% and that of low-frequency antenna is 0.4%. The axial ratio of the two antennas in the maximum radiation direction at the center frequency is less than 3 dB. The experimental data show that the shared-aperture antenna designed and applied to the missile-borne antennacan significantly improve the aperture utilization of the missile seeker， and can also eliminate the deterioration of the radiation performances caused by the mutual coupling of antennas.

Key words： circular polarized；shared-aperture；dual-frequency；low profile；microstrip antenna；electromagnetic wave；missile-borne system

收稿日期：2022-03-24

基金項目：航空科学基金项目（20200001081007）

作者简介：李建峰（1981-）， 男， 河南荥阳人， 博士， 副教授。

通信作者：王野（1980-），男，吉林吉林人，博士， 副教授。