基于PDM-DPMZM的大动态范围微波光子I/Q下变频系统

史芳静，樊养余，王鑫圆，康博超，陈 博，高永胜

（西北工业大学电子信息学院，陕西西安 710072）

1 引言

微波I/Q 下变频器是现代电子系统不可或缺的组成部分之一，它被广泛应用于超外差接收机［1］、零中频接收机［2］和微波测量系统［3］中. 例如在基于Hartley 结构的镜像抑制方案中，通过构造相互正交的微波I/Q 下变频通道，再配合90°电耦合器即可抑制镜像干扰，如图1所示［4］. 然而，由于微波器件的固有电子瓶颈，传统微波I/Q 混频器的频率依赖特性强，因此幅度和相位的频响不平坦，宽带工作时I/Q 幅相失衡明显，且常存在电磁干扰和非线性失真等问题［5］.

图1 基于Hartley结构的镜像抑制方案示意图

微波光子学通过在光域产生、传输、处理微波信号，具有低频率相关损耗、大带宽和抗电磁干扰优势［6］，通过微波光子技术构造微波I/Q 下变频系统，实现镜像干扰抑制，具有以下典型优势：

（1）频率依赖不明显，易在较宽的频率范围内实现良好的I/Q幅相平衡；

（2）电磁隔离性好，可大幅度降低本振（Local Oscillator，LO）泄露.

因此，微波光子I/Q 变频技术在近些年备受关注［7～19］. 根据正交I/Q通道构造原理的不同，现有的微波光子I/Q下变频方案可分为4种：基于电移相器、基于光耦合器、基于偏振控制和基于直流偏置. 文献［7］构造了上下两条LO 支路，利用电移相器在两路LO 信号之间引入了90°相位差，并加入可变光延迟线修正光纤路径长度不匹配导致的I/Q 通道失衡. 文献［8］利用电移相器在输入的射频（Radio Frequency，RF）和LO 信号之间引入了90°相位差，配合90°电耦合器实现了镜像抑制. 由于电移相器的频率依赖性，以上方法未充分利用微波光子技术的带宽优势. 文献［9～12］通过2×4 光耦合器构造了I/Q 通道，其中文献［9］和［12］进一步实现了镜像抑制. 文献［13～16］通过偏振控制，构造了微波光子移相器，在光域实现了90°相移. 文献［17～19］通过调节调制器的直流偏置角引入90°相移，构造了I/Q 通道，并通过微调直流偏置角补偿I/Q通道的失衡.

由于电子瓶颈，利用电移相器实现微波光子I/Q 下变频的系统往往存在工作频率受限的问题. 基于光耦合器的微波光子I/Q 下变频系统通常需要两路独立的调制光信号，因此大多数情况下该类型方案会采用并联调制方式，如文献［9～12］，方案结构复杂且成本较高. 基于偏振控制的微波光子I/Q下变频系统一般通过调整偏振控制角实现所需的90°相位差，但是，实际中光信号的偏振状态对环境因素极度敏感，大部分使用偏振控制的微波光子系统都存在稳定性欠佳的问题.虽然基于直流偏置控制的微波光子I/Q 下变频系统也存在直流漂移的问题，但是目前商用自动偏压控制器［20］的出现很好地解决了这一问题，相比于偏振控制，使用直流偏置控制的微波光子系统稳定性更好一点，除此之外，大多数直流源可以达到0.001 V 的精度，因此，在控制精度方面，偏置控制比偏振控制更具有优势.

在之前的研究工作［17］基础上，本文提出一种基于偏振复用双平行马赫增德尔调制器（Polarization Division Multiplexing Dual-Parallel Mach-Zehnder Modulator，PDM-DPMZM）的微波光子I/Q 下变频系统，使用一个集成的调制器进行微波光子变频，简化了变频系统的结构，通过控制调制器的直流偏置，在RF 和LO 信号之间引入所需的90°相位差，构造了I/Q 下变频通道，并基于Hartley 结构，实现了镜像抑制. 本方案在实现I/Q 变频的同时，还改善了变频系统的动态范围，这对于微波光子接收机来说具有重要意义.

与已有的微波光子I/Q 下变频系统相比，本文所提方案的优势在于：

（1）通过调节PDM-DPMZM 的直流偏置角并进行驱动信号功率控制，实现了三阶交调失真（Third-Order Intermodulation Distortion，IMD3）分量的抑制，保留并最大化基频分量功率，进而提高了系统的无杂散动态范围（Spur-Free Dynamic Range，SFDR）；

（2）PDM-DPMZM 的所有子调制器均工作在最小点，实现了载波抑制双边带调制，再配合波分复用器（Wavelength Division Multiplexer，WDM）的使用，在一定程度上还避免了本振泄露现象，防止信噪比恶化.

2 方案原理及理论推导

基于PDM-DPMZM 的大动态范围微波光子I/Q 下变频方案原理如图2 所示. 该方案由1 个激光器（Laser Diode，LD）、1 个PDM-DPMZM、2 个电功分器（Electronic Power Divider，EPD）、2 个电衰减器（Electronic Attenuator，EA）、1个掺铒光纤放大器（Erbium Doped Optical Fiber Amplifier，EDFA）、1 个WDM、2 个光电探测器（Photodetector，PD）和1 个90°电耦合器组成. 其中，90°电耦合器的作用是将得到的I/Q 下变频信号进行正交耦合，进而抑制镜像干扰. 需要说明的是，将得到的I/Q 下变频信号直接模数转换，用数字信号处理方法在数字域进行90°耦合处理其实更有优势. 但是，为了便于观察现象，本方案使用90°模拟电耦合器直接耦合I/Q 下变频信号.

假设激光器产生的光信号为Ec(t) =Ecexp(jωct).其中，Ec和ωc表示激光信号的幅度和角频率.

VRF(t) =VRFcos(ωRFt)，VIM(t) =VIMcos(ωIMt)和VLO(t)=VLOcos(ωLOt)分 别 为RF、镜像和LO 信号. 其中，VRF，VIM和VLO分别表示这几个信号的幅度；ωRF，ωIM和ωLO表示信号角频率.

根据图2 所示，将RF 和镜像信号耦合后由电功分器EPD1 分为2 路，其中一路直接驱动子调制器Xa，另一路经过电衰减器EA1 后驱动子调制器Ya；LO 信号经过电功分器EPD2 后也分为2 路，一路直接驱动子调制器Yb，另一路经过电衰减器EA2 后驱动子调制器Xb.经过调制以后，PDM-DPMZM的输出信号可以表示为

图2 基于PDM-DPMZM的微波光子I/Q下变频原理图

其中，μ为调制器的插入损耗；α1和α2为2 个电衰减器的 功 率 衰 减 系 数 ；和mYb=分别为Xa，Xb，Ya 和Yb 这4 个子调制器的调制指数；4 个子调制器均工作在最小工作点；φXm=πVDCxVπ和φYm= πVDCyVπ分别为主调制器X-DPMZM和Y-DPMZM 的主偏置点；Jn( ·)表示第一类n阶贝塞尔函数，在小信号调制的情况下，高阶边带可以忽略；eTE和eTM分别表示光场TE模和TM模的单位向量.

使用调制器和电衰减器势必会导致部分能量损失，因此在整个系统中必须使用EDFA 进行功率补偿.EDFA工作在自动功率控制模式，输出信号为

其中，GEDFA为EDFA的光放大增益.

利用一个双通道WDM，分离出偏振复用信号的正负一阶边带，分别表示为设置φXm=φYm-π，并对2 个通道的输出信号分别进行光电检测，可得到2路输出光电流为

其中，η为PD的响应度.

当φXm=-135°，φYm=45°时，式（5）和式（6）所示输出信号相互正交，即实现了I/Q下变频. 在I路和Q路输出端加一个90°电耦合器时，输出信号可以简化为

可以发现，镜像信号已经被完全消除，只剩下期望的中频（Intermediate Frequency，IF）信号.

将式（9）代入式（8）中进行计算，可得当α1=时，IMD3 被抑制，且输出信号的基频分量最大，系统变频增益最优.

3 实验与分析

根据系统结构图（图2），搭建实验系统进行功能验证与性能测试，实验参数设置如表1所示.

表1 实验参数设置

实验中，光谱分析仪的分辨率带宽为0.5 pm，为了清楚地观察PDM-DPMZM 输出的调制光谱，分别设置RF 和LO 信 号 的 频 率 为15 GHz 和10 GHz，功 率 为10 dBm 和15 dBm.RF 信号经过电功分器后，一路直接驱动Xa，另一路衰减5dB后驱动Ya. 类似地，LO信号经过电功分器后，一路直接驱动Yb，另一路衰减15 dB 后驱动Xb.PDM-DPMZM 的输出调制光谱如图3 所示，RF和LO 信号均实现了双边带调制. 根据式（9）的计算，2 个电衰减器的最佳取值应该为4.77 dB 和14.31 dB，但实际中电衰减器的精度往往达不到该要求. 为了最大化系统变频增益，本文使用了5 dB 和15 dB 的电衰减器，并在最小点附近对子调制器的偏置点进行微调.

图3 PDM-DPMZM输出的调制光谱

双通道WDM 可以视为2 个光带通滤波器，测试得到2 个通道的波长响应和滤波后的光谱如图4 所示.图4（a）和（b）中的蓝色虚线表示测量得到的2个滤波器的波长响应，红色实线表示滤波后的光谱. 可以发现，经过WDM之后，±1阶边带实现了分离，且载波被抑制.例如通道1 的输出光谱中，+1 阶光边带被抑制，大约比-1阶光边带低27.8 dB.

图4 WDM波长响应及输出光谱

在接下来的测试中，将RF 和LO 信号频率分别设置为10.5 GHz 和10 GHz，固定RF 信号功率为10 dBm，LO 信号功率从-10 dBm 增大到20 dBm，得到系统的变频增益如图5 所示. 当LO 信号功率约为12 dBm 时，变频增益最大.

图5 系统变频增益随LO信号功率的关系

接着测试PD 输出的单音频谱及时域波形图. 首先保持RF和LO信号的频率、功率不变，频谱仪测得的I/Q通道的单音频谱如图6（a）和（b）所示，其功率分别为-27.8 dBm 和-28 dBm. 然后将PD 的输出连接至示波器（AWG7061B），可以观察到2 个相位正交的IF 信号时域波形，如图6（c）所示. 随后，改变RF 信号频率为10.2 GHz，得到0.2 GHz 的IF 信号，时域波形图如图6（d）所示.

图6 I/Q下变频后IF信号频谱及波形

I/Q 通道的幅相平衡度对镜像抑制至关重要. 接下来的实验中，保持LO 信号参数设置不变，将RF 信号频率在2～20 GHz 范围内以1 GHz 步长调谐，测量I/Q 下变频通道输出IF 信号的功率和相位差，如图7（a）所示.可以发现，3 dB 功率浮动对应的工作频率范围为5～20 GHz，在此范围内相位失衡和幅度失衡分别低于0.8°和0.6 dB. 然后改变RF信号的频率，使得最终生成的IF信号频率范围为0.1～1 GHz，测量I/Q 通道IF 信号的功率和相位差，如图7（b）所示，相位失衡和幅度失衡分别低于0.7°和0.5 dB.

图7 I/Q通道的幅度和相位差随

保持RF 和LO 信号以上参数设置不变，引入频率为9.49 GHz、功率为10 dBm 的镜像信号与RF 信号同时驱动子调制器Xa 和Ya. 测量得到通道I 的输出频谱如图8（a）所示，可以看到，不进行镜像抑制时，能够观察到在频率0.51 GHz处出现明显的镜像信号. 将I/Q两路的输出信号通过90°电耦合器进行耦合，最终得到的信号输出频谱如图8（b）所示，能够发现，镜像信号被显著抑制了44.3 dB.

图8 加入镜像信号以后最终输出的IF信号频谱

接下来测试该系统的SFDR. 设置RF 信号为频率10.5/10.51 GHz 的双音信号，镜像信号频率为9.4 GHz，功率与RF 信号一致，LO 信号参数设置保持不变. 在-15～20 dBm 范围内改变输入RF 信号和镜像信号的功率时，依次测量输出IF信号的基频、IMD3以及镜像干扰功率. 其中，当输入RF信号功率分别为0 dBm和13 dBm时的系统输出频谱图如图9（a）和（b）所示.0.5/0.51 GHz信号为输出的IF基频分量，0.49/0.52 GHz为输出IF信号中的IMD3分量，0.6 GHz为镜像IF信号分量.

图9 系统输出IF信号频谱图

系统的底噪通过频谱仪测量，将频谱仪测量频点设置到IF 信号频率附近. 为了便于观察，设置RBW 和VBW 分别为300 kHz 和10 kHz，接着设置频谱仪为噪声测量模式，打开噪声校准选项对输入信号进行噪声测量，本系统的底噪约为-147.7 dBm/Hz. 最终测量得到系统的SFDR 约为110.5（dB·Hz4/5），平均镜像抑制比（Image Rejection Ratio，IRR）约为44.6 dB，如图10所示.

图10 输出IF 信号中的基频、IMD3、底噪以及镜像干扰功率随输入RF信号功率的变化曲线

与部分参考文献中微波光子I/Q 混频系统的动态范围进行了比较，如表2所示. 能够发现，所列参考文献中微波光子I/Q 混频系统的SFDR 在95～108（dB·Hz2/3）之间，相比而言，本文所提方案在动态范围方面有所改善.

表2 几种微波光子I/Q混频系统动态范围比较

最后测试了宽带矢量信号的镜像抑制下变频及非线性抑制特性. 设置RF 信号为载频10.5 GHz、带宽30 MHz、功率10 dBm 的16QAM 信号，LO 信号为频率10 GHz、功率12 dBm 的单音信号，镜像信号为调频信号，载频为9.5 GHz，带宽为10 MHz. 采用基于单个DPMZM 的微波光子下变频系统作为对照组，未进行非线性抑制和镜像抑制的输出信号频谱如图11（a）所示，可以看到明显的镜像干扰以及IMD3. 解调得到的误差向量幅度（Error Vector Magnitude，EVM）为29.6%. 设置对照组中DPMZM 的主偏置角为45°，并加入双通道WDM和90°电耦合器，测得的输出宽带频谱如图11（b）所示.由于抑制了镜像干扰，解调出来的星座图具有明显改善，EVM 为9.5%. 在本文方案中，单个PD 的输出频谱如图11（c）所示，IMD3 得到显著抑制，但镜像干扰仍然显著，接收端解调出来的符号完全错误，因此EVM依旧很大，约为29.1%. 最后，将2 个PD 输出的I/Q 下变频信号通过90°电耦合器进行耦合，频谱如图11（d）所示，镜像干扰被明显抑制，系统解调得到的EVM下降到6.2%.

图11 系统输出的频谱及EVM

4 结论

本文提出并研究了一种大动态范围的微波光子I/Q 下变频方案，利用PDM-DPMZM 同时调制RF、LO 和镜像信号，通过调整调制器的直流偏置并进行驱动信号功率控制，可以在实现下变频的同时抑制非线性失真和镜像干扰并借助单频信号和宽带矢量信号测试验证了方案的优化效果. 实验结果表明，本方案工作带宽5～20 GHz，典型镜像干扰抑制比为44 dB，线性度优化后SFDR 达到110.5（dB·Hz4/5）. 该微波光子I/Q 下变频系统具有工作带宽大、镜像抑制好、动态范围高等优点，因此在超外差接收、零中频接收、矢量信号分析和其他微波测量等系统中极具应用潜力.