基于三电平拓扑的两级式储能变流器控制策略

岳菁鹏，张枭，马凯, 秦妍，董旭柱

(1.广东电网有限责任公司电力科学研究院，广东 广州 510080；2.西安交通大学 电气工程学院，陕西 西安 710000；3.武汉大学 电气与自动化学院, 湖北 武汉430072)

近年来，化石燃料消耗引起的全球环境问题日益严重，可再生能源得到了广泛的应用，以在满足全球能源需求同时实现环境友好和可持续发展[1-2]。分布式可再生能源相对电网来说是一个不可控的电源，如果直接接入电网，会对电网的稳定运行造成一定的负面影响。为了协调分布式可再生能源与电网之间的矛盾，提出了微电网的概念，并且其应用受到了越来越多的关注[3-4]。储能作为微电网中的必要元件，在其运行管理中发挥着至关重要的作用，利用储能系统的双向功率能力和灵活调节特性可以有效提高系统对分布式电源的接纳能力，在电网辅助运行方面具有不可替代的地位[5-7]。为了更加有效地实现其功能，储能需要以电力电子变流器为接口连接至电网，二者共同组成储能变流器。随着储能技术日益成熟、成本不断降低，以及未来智能配电网的发展，储能变流器将拥有广阔的应用前景，针对其拓扑结构与控制策略的研究具有重要意义。

常用的储能变流器分为单级式和两级式2种，如图1所示。

图1 储能变流器拓扑结构

单级式储能变流器将储能介质与逆变器直接相连，而后连接至电网或负载；两级式储能变流器则在储能介质与逆变器之间加入了一级DC/DC变换器，从而使得储能输入电压有更广的选择范围，同时也可以实现更为灵活的功率控制。变流器拓扑按电平数进行区分，一般可以分为两电平拓扑、三电平拓扑与多电平拓扑。多电平拓扑结构复杂度较高、控制难度大，所以应用较少；两电平拓扑结构简单，但存在设备体积大、器件应力大和损耗大等问题；三电平拓扑具有输出谐波含量低、器件开关损耗低效率高、设备体积小等优点，在中高压大功率逆变器的领域得到了广泛应用，更具实用价值[8-10]。因此，本文对基于三电平拓扑的两级式储能变流器进行控制策略研究。

针对上述问题，文献[11]和文献[12]提出中点钳位型(neutral point clamped, NPC)三电平逆变器的控制策略，对NPC逆变器的工作过程与中点电压平衡控制策略做了详细说明，但是其控制策略针对的是单级式拓扑，无法实现宽输入电压范围的储能变流器应用。文献[13]提出一种以T型三电平三相半桥为拓扑，集并离网工作模式为一体的电池储能变流器，阐述了变流器的拓扑结构和工作原理，分析了系统在2种工作模式下不同的控制方式，并研制了样机，但也是单级拓扑，无法实现宽输入电压范围。文献[14]提出一种两级式储能变流器的控制策略，对直流母线稳压策略进行建模与分析；文献[15]提出一种基于虚拟同步机(virtual synchronous generator, VSG)控制策略的两级式储能变流器的研制方法；文献[16]详细研究了两级式储能变流器的工作原理、数学模型、装置研制等方面，提出相应的控制策略并研制样机；文献[17]针对两级式储能变流器的数学模型、多机控制等方面进行详细研究，提出多机并联的控制策略；但是以上4者的DC/DC部分均为两电平buck-boost结构。文献[18]对多种三电平DC/DC变换器拓扑进行对比介绍，对三电平DC/DC的工程应用场景进行对比分析，但是没有对三电平的具体控制策略进行研究。文献[19]提出一种交错并联的三电平DC/DC变换器的拓扑结构及其控制策略，详细分析该拓扑区别于传统两电平DC/DC变换器的电感电流纹波特性，并推导出纹波峰峰值解析表达式。但是其针对的仅仅是单独使用DC/DC的应用场景，与储能变流器的应用不尽相同。文献[20]提出一种基于三电平拓扑的两级式储能变流器控制策略，采用三电平boost电路与T型逆变器级联而成，对各级变流器的工作过程进行建模分析，设计合理的控制算法实现稳定运行，但只能实现功率的单向流动，无法实现储能与电网间功率的双向流动，仍有提升空间。

本文设计一种DC/DC与DC/AC均采用三电平拓扑的两级式储能变流器，前级为三电平buck-boost变换器，后级为NPC逆变器，二者通过直流母线电容级联。基于该拓扑结构，首先对三电平DC/DC与三电平DC/AC的工作过程进行分析；接着提出相应的控制策略，以实现直流母线电容的稳压以及储能与电网间功率的双向流动，同时对电网中的无功负荷进行无功补偿，以提高电网输出功率因数；最后，利用MATLAB/ Simulink 工具箱搭建仿真模型，验证本文所提控制策略的正确性与可行性。

1 三电平-两级式储能变流器拓扑

基于三电平拓扑的两级式储能变流器系统拓扑结构如图2所示，以最常见的储能电池作为输入，图2中：ibat为采样的电池输出电流；Udc为直流母线电压；iL为LCL第一个滤波电感的电流；uc为滤波电容电压；ig为电网输出电流；iload为负载电流。图中DC/DC部分为三电平buck-boost电路，DC/AC部分为NPC逆变电路。

图2 三电平-两级式储能变流器拓扑结构

由图2可知，储能电池与DC/DC相连，DC/DC输出端通过直流母线电容Cp1和Cp2接入到DC/AC输入端，DC/AC输出连接LCL滤波电路，以上各部分共同组成了两级式储能变流器。储能变流器最终与电网及负载相连。NPC逆变电路技术较为成熟，因此对其工作过程与原理不再赘述[5-7]。下面对三电平DC/DC的工作过程进行分析。

如图2所示，与传统两电平双向DC/DC 变换器不同的是，三电平双向DC/DC 变换器由两组开关管组成。上半部分Sa01与Sa02为一组，交替导通；下半部分Sa03与Sa04为一组，交替导通。上下2组开关管之间采用移相控制，即相位相差恒定角度。各开关管主要波形如图3所示。

图3 三电平DC/DC各开关管主要波形

图3中：d1和d2分别为开关管Sa01和Sa03的占空比；Ts为开关周期；a为驱动信号相差的角度，左侧为占空比小于0.5的工况，右侧为大于0.5的工况。为了使得输出电压电流纹波最小，2组开关管之间相位差常取0.5TS，即二者调制的载波相差半个开关周期。

由图3可得，开关管占空比大于和小于0.5时系统的工作状态有差异，下面先对升压(boost)工作过程进行分析。根据2组开关管的开通与关断状态组合，电路可以分为如图4所示的4种工作状态。

图4 三电平DC/DC变换器boost工作状态

a)工作状态1：开关管Sa01、Sa03导通，开关管Sa02、Sa04关断。输入电源Uin通过电感L、Sa01、Sa03构成的回路为负载提供能量。

b)工作状态2：开关管Sa01、Sa04导通，Sa02、Sa03关断。输入电源Uin通过电感L、Sa01、Sa04构成的回路为负载提供能量，C12单独为负载供能。

c)工作状态3：开关管Sa02、Sa03导通，Sa01、Sa04关断。输入电源Uin通过电感L、Sa02、Sa03构成的回路为负载提供能量，C11单独为负载供能。

d)工作状态4：开关管Sa02、Sa04导通， Sa01、Sa03关断，电感储能，电容C11、C12向负载提供能量。

当占空比小于0.5时，工作状态包括2、3、4，没有1；当占空比大于0.5时，工作状态包括1、2、3，没有4。当占空比小于0.5时，根据1个开关周期内电感两端电压伏秒平衡可得

(Uin-Uc1)d1+(Uin-Uc2)d2+Uin(1-d1-d2)=0.

(1)

化简得

Uin=d1Uc1+d2Uc2.

(2)

当占空比大于0.5时，同理，根据1个开关周期内电感两端电压伏秒平衡仍然可以得出式(2)。即在占空比大于或者小于0.5时，变换器具有相同的输入输出关系。若输出电容均分输出电压，也即Uc1=Uc2=Uout/2，且d1=d2=d，则有

(3)

接下来对降压(buck)工作过程进行分析，同理可得如图5所示的4种工作状态。

图5 三电平DC/DC变换器buck工作状态

a)工作状态1：开关管Sa01、Sa03导通，开关管Sa02、Sa04关断。输入电源Uin通过电感L、Sa01、Sa03构成的回路为负载提供能量。

b)工作状态2：开关管Sa01、Sa04导通，Sa02、Sa03关断。电感L以及Sa04构成的回路为负载提供能量，C21单独为负载供能。

c)工作状态3：开关管Sa02、Sa03导通，Sa01、Sa04关断。电感L、Sa02构成的回路为负载提供能量，C22单独为负载供能。

d)工作状态4：开关管Sa02、Sa04导通， Sa01、Sa03关断，电感向负载提供能量。

输入输出电压关系推导过程与boost类似，不再赘述。

由此可知，三电平双向DC/DC变换器与两电平具有相同的输入输出电压关系，但根据其拓扑结构与工作状态可知，三电平拓扑中开关管只承受了两电平中一半的应力，损耗更小，且多电平工作模式使得输出电压电流谐波小，更具有应用优势。这也是本文所提出的三电平储能变流器的优势所在。

2 储能变流器控制策略设计

第1章对基于三电平的两级式储能变流器的拓扑结构及其工作过程进行了介绍，本章将设计相应的控制策略。两级式储能变流器的控制策略分别针对前级DC/DC变换器及后级DC/AC变换器，通过合理地设计控制策略，实现储能电池与电网间功率的双向流动、对电网无功负荷的无功补偿、直流母线电压的稳定以及三电平分压电容中点电压的平衡。

2.1 前级DC/DC控制策略设计

如前所述，前级DC/DC为双向三电平buck-boost电路，用于拓宽储能变压器的输入电压范围，同时控制储能电池功率的双向流动，实现充放电功能。其控制框图如图6所示，图中：Pref为储能电池功率给定值，正值代表放电，负值代表充电；ubat为储能电池电压；ibat为采样的电池输出电流。

图6 前级DC/DC控制框图

前级DC/DC控制策略采用电流单环控制，传统的PI控制器用于控制储能电池输出电流跟随给定值，实现功率的双向流动。如前所述，三电平DC/DC上下两组开关管控制信号之间相差半个开关周期，即调制部分的PWM1与PWM2的载波相差180°，分别用于控制Sa01、Sa02与Sa03、Sa04。

当Pref为正值时，DC/DC工作在boost状态，储能电池恒流放电，功率由储能流向电网，此时PWM脉冲信号控制开关管Sa02和Sa03工作， Sa01与Sa04处于闭锁状态，仅与之并联的二极管起续流作用。当Pref为负值时，DC/DC工作在buck状态，储能电池恒流充电，功率由电网流向储能，此时PWM脉冲信号控制开关管Sa01和Sa04工作，Sa02与Sa03处于闭锁状态，仅与之并联的二极管起续流作用。

2.2 后级DC/AC控制策略设计

后级DC/AC为NPC逆变电路，用于稳定直流母线电压以及控制储能变流器输出无功功率。由于传统的PI控制器对交流量控制存在静态误差，因此需要对三相量进行dq变换之后在dq坐标系下进行控制，从而获得更好的控制效果。其控制框图如图7所示，图中udcref为udc的参考值。

图7 后级DC/AC控制框图

图7中：ug为电网电压；PLL为锁相环；wt为锁相得电网相位作为dq变换参考相位；iL为逆变侧滤波电感电流；Udc为直流母线电压；下标d和q分别代表d轴分量和q轴分量，下同。

由图7可知，后级DC/AC的控制环分为d轴和q轴两部分。d轴采用电压电流双环控制，用于稳定直流母线电压。电压外环反馈值为直流母线电压，控制其跟随给定值；电压外环的输出作为电流内环的给定值，平衡逆变器两侧的功率流动。q轴采用电流单环控制，用于控制逆变器输出负载所需的无功电流，实现无功补偿，其指令值的计算方法推导如下。

根据瞬时功率理论，dq坐标系下负载功率计算式为：

(4)

由式(4)知，q轴电流iq代表负载所需补偿的无功电流值。根据基尔霍夫电流定理，取图2所示箭头方向为电流正方向，可得

iload=iinv+ig.

(5)

式中：iinv为逆变器输出电流；ig为电网输出电流。转换到dq坐标系下为

iload_d+iload_q=iinv_d+iinv_q+igd+igq.

(6)

由式(6)知，控制逆变器输出q轴电流iinv_q等于负载所需的q轴电流iload_q，即可实现对负载无功功率的补偿，保证电网输出中的q轴分量igq为0，提高配电网电能质量。因此q轴指令值为负载电流q轴分量，如图7所示。

2.3 中点电压平衡控制策略

三电平变流器直流侧存在上下2个分压电容，如果不加以控制，上下2个电容间的电压差会逐渐增大，形成中点电压不平衡，最终导致系统失稳。本节将对中点电压偏差进行建模分析，并在此基础上设计中点电压平衡控制策略。

NPC逆变器三相工作模式相似，因此取A相进行分析，如图8所示。

图8 NPC逆变器A相拓扑结构及电流示意图

设上主开关管Sa1占空比为d1，下主开关管Sa4占空比为d4。则图8中上半部分电流i1、下半部分电流i2以及总电流i之间与占空比之间的关系为

i1=-d1i,i2=d4i.

(7)

由于三相工作过程一致，可得：

(8)

式中：u1为上方电容Cp1两端的电压；u2为下方电容Cp2两端的电压；d1和d2的下标abc分别代表ABC三相的上下主管占空比。实际应用中，两电容的容值大小相等，均为C，则将式(8)两式相加得

(9)

式中ma、mb、mc为调制度，ma=d1a-d4a，类似得到mb、mc。将式(8)两式相减即可得上下电容压差与占空比间的关系，即

(10)

其中

|mx|=d1x+d4x,(x=a,b,c).

(11)

式(10)即为中点电压偏差方程，由此可得，为控制上下电压差，则需要在式(10)右侧叠加直流偏移量。本文采用在调制波上叠加直流分量的方法进行中点平衡控制，其控制框图如图9所示，图9中Pabc为图7控制框图中dq轴控制环后生成的三相调制波。

图9 中点电压平衡控制框图

3 仿真结果

为了验证所提出的基于三电平拓扑的两级式储能变流器控制策略的正确性与可行性，搭建基于MATLAB/Simulink的仿真模型。

首先验证本文提出的三电平buck-boost拓扑相较传统两电平拓扑的优越性，在同等滤波参数下，当电流指令值设为40 A时，电池恒流放电，2种拓扑下电池输出电流波形分别如图10和图11所示。

图10 两电平拓扑下电池输出电流波形(恒流放电)

图11 三电平拓扑下电池输出电流波形(恒流放电)

由图10和图11可知，在同等滤波条件下，两电平拓扑下电池输出电流纹波达到了近20 A，而三电平拓扑仅4 A，电流输出纹波大大减小。因此，在同等的THD指标下，三电平储能变流器对滤波电路的要求比传统两电平储能变流器的要求更低，滤波电感选取更小，从而可以大大减小设备体积，提高设备的功率密度，应用价值更高。

当电流指令值设为负值时，即可对储能电池进行恒流充电，功率从电网流向储能设备，如图12所示。当电流指令值为-40 A，由图12可知，电网通过储能变流器给储能电池恒流充电，充电电流基本跟随指令值，且充电电流纹波较小，有利于提高储能电池的使用寿命。

图12 三电平拓扑下电池输出电流波形(恒流充电)

本文提出的储能变流器控制策略还可以用于补偿负载所需的无功功率，提高电网输出功率因数。当配电网存在无功负荷时，引入储能变流器前后电网输出电压电流分别如图13和图14所示。当配电网存在无功负荷时，电网输出电压电流存在相位差，即功率因数不为1；引入储能变流器后，电网输出电压电流间几乎无相位差，功率因数得到了显著提高。

图13 引入储能变流器前电网输出电压、电流

图14 引入储能变流器后电网输出电压、电流

直流母线电压稳定以及分压电容中点电压平衡是储能变流器工作的另一重要指标，在引入本文所提中点电压平衡控制策略前后，直流母线电容电压波形分别如图15和图16所示。此时直流母线电压指令值为900 V，上下电容电压均为450 V，直流母线电压被稳定控制在了900 V。在引入中点平衡控制前，上下电容电压差不断增大，中点电压失衡；在引入中点平衡控制后，上下电容电压差一直在0附近小范围波动，中点电压稳定。

图15 引入中点平衡控制前母线电容电压

图16 引入中点平衡控制后母线电容电压

为了实现额定电压下的逆变，直流母线电压需要被控制在较高的值，仿真中为900 V，因此若采用单级式拓扑，直流输入电压即为直流母线电压，最低不能低于两倍相电压(625 V)，其输入电压范围为625～900 V。而采用本文提出的两级式拓扑时，直流输入电压仅240 V，在boost电路的作用下，直流输入电压范围为240～900 V，实现了宽直流输入电压范围应用。

4 实验结果

为了验证本文所提出的基于三电平拓扑的两级式储能变流器控制策略的可行性，基于所提出的理论方法研制储能变流器样机，并进行相关实验以验证控制策略，如图17和图18所示。储能变流器部分关键参数见表1。

表1 储能变流器关键参数

图17 实验现场布局

图18 储能变流器局部

如前所述，当电流指令设置为25 A时，储能设备恒流放电，输出电压与输出电流波形如图19所示。

图19 储能恒流放电时电压与电流波形

当电流指令设置为-24 A时，电网对储能设备恒流充电，输出电压与输出电流波形如图20所示。

图20 储能恒流充电时电压与电流波形

由图19与图20知，储能设备输出电流可以精准跟随给定值，实现恒流放电与恒流充电，即实现储能设备与电网间功率的双向流动。根据示波器所测数据计算得电流纹波约为4%，随着电流值的增大纹波值会进一步减小，验证了本文所提出的三电平DC-DC拓扑结构的优越性。

直流母线上下电容的电压波形如图21所示。

由图21，直流母线总电压为741 V，基本上跟随了电压指令值，且母线电压稳定。上下两电容间电压差为9 V，实现了中点电压平衡。

图21 直流母线电容电压

令储能变流器输出纯感性的无功功率以验证无功补偿功能，即buck-boost电流给定值为0，逆变器q轴指令值为14 A(峰值)，此时储能变流器输出电压电流波形如图22所示。

图22 输出纯无功时储能变流器输出电压电流

由图22知，无功电流峰值为13.78，较为精准地跟随了电流指令值，从而实现无功补偿，有效提高配电网功率因数。由示波器所测数据，线电压与线电流间相位差为120°，为线电压带来的30°相位差与纯无功带来的90°相位差之和，表征了输出电流为纯无功电流。

在图22所示的情况下，给定buck-boost电流指令值为24 A，储能变流器同时输出有功功率与无功功率，其输出电压电流波形如图23所示。由图23知，储能变流器能够很好地实现同时出有功功率与无功功率，即满足前文所述的功率双向流动与无功补偿的多功能作用。

图23 同时输出有功功率和无功功率时储能变流器输出电压电流

5 结束语

随着新能源发电与微电网的广泛应用，储能成为微电网的重要支撑部分，因此，对于储能变流器拓扑与控制策略的研究具有重要意义。本文提出了一种基于三电平拓扑的两级式储能变流器的控制策略，并研制了样机，实现了储能设备与电网间有功功率与无功功率的双向流动。

本文的研究内容弥补了两级式三电平储能变流器方面的应用空白，设计了前后级均采用三电平拓扑的储能变流器，并为该拓扑设计了协调控制策略，最终研制了工程可用的样机。样机具有电流纹波小、功率密度高、直流输入电压范围宽的优点。仿真结果与实验结果均验证了所提出拓扑与控制策略的可行性与实用性。