提升气象卫星高速数据解调性能的研究与试验

裘奕 王亚洁 张国敬 佟璐

(1 北京气象卫星地面站，北京 100094；2 清华大学电子工程系，北京 100084；3 北京拓宇泰科技有限公司，北京 100084)

引言

我国风云气象卫星包括太阳同步轨道气象卫星(即极地轨道气象卫星)和地球同步轨道气象卫星(即静止气象卫星)两个系列。经过几十年的发展，气象卫星探测的全球大气和地表信息已在数值天气预报、临期天气预报、短期气候预测和全球气候变化研究等气象领域应用中取得了显著成效[1]。1988年我国成功发射了第一颗极轨气象卫星风云一号A星揭开了我国独立自主研制发展气象卫星的序章，此后又成功发射了风云一号B/C/D 3颗第1代极轨气象卫星，2008年发射的FY-3A标志着已进入第2代极轨气象卫星发展阶段。我国静止气象卫星起步较晚，但是发展迅速，第1代静止气象卫星共发射FY-2A至FY-2H 8颗卫星，其中6颗为业务星；2016年FY-4A科学试验卫星成功发射，作为第2代静止气象卫星的首发星，FY-4A已达到部分技术与国际同类卫星相当、部分技术领先的水平。目前，第3代静止和极轨气象卫星的发展已提上日程，随着科技发展和技术进步，气象卫星在气象和环境观测、防灾减灾、国民经济建设等各方面，将会发挥越来越重要的作用。

第1代极轨气象卫星风云一号和静止气象卫星风云二号上面搭载的主要有效载荷仅为一台扫描辐射计，且通道数较少。从表1可见，FY-3A/B搭载11个载荷，红外分光计多达26个通道；FY-3C/D与FY-3A/B相比，载荷数量、通道数量、观测精度均有所提高。从表2可见，FY-4A星搭载了全新的大气垂直探测仪和闪电成像仪，辐射成像仪和空间天气仪器显著提升了性能，辐射成像仪的观测通道从FY-2卫星的5个扩展到14个，最高空间分辨率从1.25 km提高到0.5 km。第2代气象卫星在载荷数量、观测通道数量有所增加，时间和空间分辨率等提高，导致观测数据量大幅增加，原始数据码速率不断提高。与FY-3B的MPT码速率18.7 Mb/s、DPT码速率93 Mb/s相比，FY-3D的MPT和DPT码速率分别提高到45 Mb/s和225 Mb/s；较FY-2原始云图码速率14 Mbps，FY-4A码速率提升至左、右旋双路工作，每路100 Mb/s；FY-4B码速率更是将跨越式提升至1.2 Gb/s，气象卫星对高速数据传输的要求将越来越高[2-5]。

表1 FY-3C/D和FY-3A/B有效载荷的对比

表2 FY-4A和FY-2载荷及性能对比

遥感数据是气象卫星最重要、最核心的数据，以FY-4A为例，原始遥感数据可处理生成大气、辐射、云、地表、降水等多种具有大气物理意义的定量产品，这些遥感产品可用于天气分析、数值预报、气候、生态环境、专业气象服务、人工影响天气，以及空间天气预报预警服务，也可用于二次开发应用，在气象、水文、海洋、农业、林业、民航、交通、电力等部门均得到了广泛应用[6-7]。因此，遥感数据的高质量接收是遥感数据获取中最重要的环节。但空间无线通信会受到各种因素影响：如大气吸收、复杂天气现象等造成的信号衰减、环境噪声的干扰等，都会使地面接收到的信号产生畸变，致使数据接收质量下降。同时，为了提高数据传输的可靠性和频谱利用率，基带成型处理、前向纠错编码、高阶调制、极化复用等大量新技术被采用。如新一代静止气象卫星，采用CCSDS标准，信道编码采用LDPC、RS等多种编码方式，采用GMSK、8PSK等多种调制方式，左、右旋双极化工作方式。

综上，在气象卫星地面接收系统中，要求解调设备具备高速率接收、处理和传输能力；具备较强的抗干扰能力；以及与星上匹配的解码方式、多极化方式接收处理等能力。本文针对风云气象卫星特征，研究数字解调整体结构及时钟载波等关键技术的并行实现方法，在实验室环境下通过算法仿真与硬件调试，完成了8PSK中频全数字解调，可以为未来气象卫星中的调制解调提供技术参考。

1 数字解调的整体结构

目前，国内引进成熟的高速解调设备，有法国IN-SNEC、Alcatel和美国RT Logic等公司的产品。这些设备均采用通用工作站为主体架构，配备高速数值化接口板，支持720 MHz或1.2 GHz中频输入，支持多种调制编码方式，传输速率为500 kb/s～2 Gb/s可变。

本研究方案采用工控机架构，设备各板卡采用PCIE插卡方式与工控机母板对接，可扩展为多通道解调器设备。工控机母板提供人机交互界面，其操作系统拟采用国内自主研发的中标麒麟操作系统。该系统基于Linux内核且支持以模块化方式实现安全策略，从内核到应用提供全方位的安全保护。数字解调方案针对气象卫星特征进行设计开发。

解调器的数字解调方案见图1，对接收到的中频信号直接采样，送入FPGA进行数字解调。采样信号在FPGA内经过数字下变频、匹配滤波、载波恢复、交叉极化抵消、时钟恢复、盲均衡、星座逆映射、帧同步以及纠错译码后，恢复出原始数据[8-13]。

图1 数字解调器的解调方案

2 关键技术

2.1 载波恢复

为有效地消除解调器和发射机本振存在的频差和多普勒频移对载波的影响，基带信号进入载波恢复模块，对载波和相位偏差进行估计和恢复[14]。本文基于Costas环算法，采用高速并行处理方式实现，见图2。

图2 并行载波恢复原理

对Np路并行数据，利用载波恢复后的序列qi(k)进行相位误差检测φi(k)、相位误差累加αi(k)、相位误差增量检测ei(k)：

φi(k)=sign{Im[qi(k)]}Re[qi(k)]-

sign{Re[qi(k)]}Im[qi(k)]

(1)

(2)

(3)

式中，qi(k)表示第i路载波恢复后的第k个数据，φi(k)为估计的相位误差，c1及c2为常系数，αi(k)为相位误差累加结果。ei(k)为相位误差增量检测结果，载波环理论上能完全纠正载波和相位误差，因此式(3)在计算相位误差时需要先进行判决，根据判决结果取环路误差值。

环路滤波器为一低通滤波器，输出为Δφn，用于并行旋转相位计算：

θn,i=(θn-1,Np+iΔφn)mod2π,i=1,2,…,Np

(4)

式中,Np为并行路数，Δφn为经环路滤波器输出的相位增量检测结果，θn-1,Np为上一组数据计算的第Np路旋转相位，θn，i为第i路数据的相位估计偏差，用于相位旋转。

根据PDCA循环中所包含的基本内容，对患者展开问卷调查，使其对相关护理人员的工作进行满意度的评价，对相关护理人员的得分进行统计。

Np路并行旋转相位值送入相位旋转模块中，分别与接收到的并行数据相乘，进行载波恢复:

qi(n)=pi(n)exp(jθn,i),i=1,2,…,Np

(5)

式中，θn，i为第i路数据的相位估计偏差，pi(n)为第i路输入数据，qi(n)为第i路载波恢复后的数据，一路进入交叉极化抵消模块继续解调，另一路用于相位误差计算。

2.2 交叉极化抵消

受星、地天线极化鉴别率及空间传播链路对电磁波去极化的影响，使得星地链路会带来一定程度的交叉极化干扰，本方案在设计时加入交叉极化干扰抵消模块，以降低交叉极化干扰的影响，如图3所示。

图3 交叉极化干扰抵消模块原理

横向滤波器采用FIR结构，抽头系数由控制器利用最小均方(Least Mean Square,LMS)算法迭代生成，是一种自适应滤波器。Hr路信号经横向滤波器处理后得到干扰样本，从主接收信号Vr中减去Hr的干扰样本后输出交叉极化抵消后的信号。

2.3 时钟恢复

采用的时钟恢复算法基于Gardner提出的理论[15-18]，通过插值滤波的方法在无数据辅助条件下完成对未知待解调数据的时钟恢复，输出最佳采样点序列。本方案考虑高速并行处理需求，时钟恢复由并行内插、并行时钟误差检测、环路滤波、并行内插控制器等组成，如图4所示。

图4 并行时钟恢复原理

并行Np个过采样数据，通过内插输入控制为Np路内插数据提供Ni个采样点。并行插值运算公式为：

yj(mn,jTs+μn,jTs)

(6)

式中,yj[iTs]表示第j个内插器的第i个数据，Ts表示采样周期，mn,j与μn,j分别为第j个内插器的插值估值基点与分数间隔。hI(t)为插值函数，利用采样点通过插值运算得到符号速率整数倍的插值点。插值函数有许多种选择，本方案在实现过程中选择三阶Cubic插值函数，利用4个采样点计算出1个插值点。内插输出控制用于存储有效的插值点，n倍抽取后输出最佳采样点及零点，本方案中n=2。

并行时钟误差检测计算公式为：

(7)

时钟误差信号通过环路滤波器进行滤波，提取出平稳分量。环路滤波器采用二阶滤波，传递函数为：

(8)

式中,gp与gi为常系数。

环路滤波器的输出为w(mn)，用于计算内插控制参数mn,j与μn,j:

mn+1,j=mn,Np+|μn,Np+jw(mn)|+j

(9)

μn+1,j=μn,j+jw(mn)

(10)

式中,j=1,2,…,Np，|x|表示对x作下取整运算，mn,j与μn,j分别为第j个内插器的插值估值基点与分数间隔。如果存在整数J，使μn+1,j≥1，J≤j≤Np，则需要对μn+1,j，J≤j≤Np进行取模运算。

2.4 盲均衡

均衡技术可以抵消信道衰落的不利影响，本解调器利用接收信号特征进行盲均衡[19]，主要包括信号幅度估计模块、数字AGC模块、均衡滤波模块，自适应均衡器系数调整模块，以及信号置信判断模块等，如图5所示。

图5 盲均衡器的结构

图5中FIR均衡滤波模块负责均衡滤波功能，消除信号中多径影响。均衡滤波模块的输入来自数字AGC模块，数字AGC模块将输入数据的平均功率调整到适当的工作范围，避免均衡器系数溢出。均衡滤波器系数通过自适应均衡系数调整模块计算并控制更新，其中，采用修正恒模算法消除一定程度的相位模糊度并使得接收信号的眼图睁开，同时利用判决引导算法减小系统的稳态误差。均衡滤波器的输出通过信号判决后送入下一级模块处理。

2.5 信道编译码

信道编码通过添加冗余信息提高抗误码性能，在CCSDS标准中7/8LDPC码用于近地卫星通信。本解调器的LDPC译码算法采用归一化最小和积算法。译码器整体结构如图6所示。

图6 LDPC译码器结构

译码器结构中有3个主要的储存模块，协助完成多次迭代运算和校验。在各个模块之间，需要对所传送的数据进行重新组合，排序等处理以适应不同模块对输入的需要。

3 工程实现与结果分析

采用VHDL语言进行数字解调工程实现，仿真通过后加载到硬件板卡上完成功能验证。在硬件调试和程序优化后，数字解调器主要资源使用量如表3所示。

表3 数字解调器资源使用量

在实验室环境下，调制器与解调器通过电缆线中频环接起来，进行测试。解调器硬件板卡与计算机通过JTAG连接进行调试，将均衡后的I(同相路)、Q(正交路)两路信号幅度大小(单位为1)保存为.txt文件，并用Matlab画出星座图如图7所示。从图中可以看出，解调均衡后的星座点已经收敛为8个点。

图7 硬件采集数据的星座图

在测试过程中，调制器输出的8PSK调制、7/8LDPC编码、1.2 Gbps信息速率的1.2 GHz中频信号通过噪声源加噪后送至解调器板卡，将解调器输出的数据直接经由总线接口存储为工控机平台的硬盘文件，然后用数据分析软件进行误码分析，绘制误码率性能曲线如图8所示。

图8 误码率性能曲线

在10-6误码条件下，数字解调器实验室测试1.2 Gb/s传输速率的误码性能比理论值恶化约0.8 dB，达到了与国际先进产品相当甚至略优的水平。但仍需在实测环境下继续更新迭代以提升设备性能与稳定性。

4 结论

本文在提升高速数字解调性能方面，进行了有益尝试，通过改进算法可以提高有关技术指标，并在实验室进行了验证。本文的实现原理和硬件调试结果验证了方案的可实施性，未来将继续优化研究方案中的各种算法，提高方案在硬件平台上的实现效率。在此基础上，走出一条自主化道路，为风云气象卫星事业的良性发展做出贡献。